1. 서 론

세계적으로 환경문제가 대두하면서, 탄소를 배출하지 않는 전기자동차가 크게 관심을 받고 있다. 전기자동차의 배터리 충전기술은 모터 인버터 구동제어 기술만큼 중요하며 필수적인 기술이다. 전기 자동차의 배터리 충전방식은 외부의 충전 인프라를 이용하여 대용량, 급속 충전이 가능한 Off-Board Charger 방식과 자동차 내부에 구성되어 어디서든 충전할 수 있고, 완속 충전이 가능한 탑재용 충전기(OBC, On Board Charger)를 이용하는 방식으로 나뉜다. 그림 1은 전기자동차에 들어가는 OBC모듈을 보여준다. OBC는 역률 개선과 전압제어를 위한 역률 개선회로(PFC, Power Factor Correction) 및 부스터 컨버터를 포함하고 있다^(1-4). 하지만 OBC는 이러한 추가 리액터와 스위치 소자들 때문에 차량 내부에 공간 및 무게를 차지한다. 차량기술의 발전에 따라 주행보조 및 편의성을 위한 전기자동차 내부 구성 부품이 증가하고 있어 차량 내부 공간을 효율적으로 사용하는 것은 중요하다. 차량 공간 확보를 위해 차량 내에 탑재된 OBC를 사용하지 않고, 모터의 인덕턴스를 이용하여 배터리를 충전하는 Integrated battery charger(IBC) 방식에 관한 연구가 활발히 진행되고 있다.

일반적으로 IBC 충전제어기법은 제로벡터 제어와 인터리빙 제어로 나뉜다⁽⁵⁾. 제로벡터 제어방식은 입력전압의 부호에 따라 각 상의 스위치를 동상으로 제어한다. 동상으로 제어 시, 각 상의 전류 크기는 같아지고, 각 상의 전류 크기의 합인 충전전류의 리플은 크지만, 토크가 발생하지 않는다. 인터리빙 제어 방식은 각 상의 스위치 위상을 120° 차이를 두고 제어하기 때문에 각 상의 전류위상은 120° 차이가 나고, 충전전류의 리플은 작지만, 상전류 간의 크기 차이에 의해 토크가 발생하게 된다. 충전 시 발생하는 토크 이외에도, 충전전류의 리플 또한 중요한 고려대상이다. 전류리플은 배터리 셀의 저항성분으로 인해 열 손실을 일으키고 배터리 온도를 상승시켜 배터리 수명을 단축하게 한다⁽⁶⁾. 제로벡터 제어방식을 사용하는 IBC는 모터에 동상의 전류를 인가하기 때문에 모터 인덕턴스는 등가적으로 매우 작은 값의 누설 인덕턴스를 가진다. 스위칭 주파수를 높이지 않는 한 충전전류의 리플이 크고, 이로 인해 배터리 충전효율 및 수명을 감소시킬 수 있다. 전류리플을 줄이기 위하여 큰 값의 인덕턴스를 가지는 리액터를 추가하는 방식이 제안되었다⁽⁷⁾. 하지만 위의 방식은 차량 내부에 리액터를 추가하기 때문에 공간 활용성 저하와 무게 증가를 일으키고 차량의 연비 및 운전 효율에 악영향을 줄 수 있다. 이러한 문제를 해결하기 위해 추가적인 리액터를 쓰지 않고, 충전에 사용되는 모터의 등가 인덕턴스 크기를 변경하는 방식이 제안되었다⁽⁸⁾. 인버터 상 사이에 스위치를 추가하여 임의의 한 상의 인덕턴스를 공통 인덕턴스로 사용한다. 공통 인덕턴스는 모터의 등가 인덕턴스를 변경 전보다 증가시켜 전류리플을 줄여준다. 하지만 각 상의 전류 크기 차이로 토크가 발생하고, 충전하기 전에 회전자의 위치를 토크가 발생하지 않는 지점에 고정하지 않으면 불필요한 토크가 발생하여 충전 효율이 감소할 수 있다. 또한, IGBT 사이의 스위치가 기생 인덕턴스를 증가시키고, PWM 제어 시 서지 전압을 상승시켜 제어 불안정을 일으키는 문제점이 있다. 이러한 기생 인덕턴스를 줄이기 위해 스위치를 추가하지 않고 인버터 출력단에 입력 전원을 연결하는 방식이 제안되었다⁽⁹⁾. 하지만 이전방식과 마찬가지로, 충전 시 상전류 크기 차이로 생성된 불필요한 토크가 충전효율을 저하할 수 있다. 충전 시 토크가 발생하지 않는 SRM(Switched Reluctance Motor)을 이용한 충전 방식 또한 제안되었다^(10-11). 하지만 SRM은 구동 시 발생하는 토크 리플로 인한 소음문제 때문에 전기자동차의 구동모터로 주로 사용되지 않는다⁽⁸⁾. 이외에도, 다상모터를 이용한 충전방식이 제안되었다^(12-14). 다상 모터를 이용한 충전방식은 DC-DC 컨버터 기능 이외에도, 특별한 소자 추가 없이 다상인버터를 활용하여 OBC의 PFC기능을 가지고 있는 장점이 있다. 하지만 다상모터는 일반적인 3상 모터 시스템과 비교하면 추가적인 전력모듈 및 센서를 요구하기 때문에 제작비용에 대한 단점을 가지고 있다.

그림. 1. 기존의 OBC모듈

Fig. 1. Conventional OBC module

그림. 2. 제안된 통합배터리 충전 시스템 개요

Fig. 2. Overview proposed integrated battery charging system

본 논문에서는 매입형 영구자석 동기전동기(IPMSM, Interior Permanent Magnet Synchronous Motor)를 활용하는 IBC 방식에 하프브릿지를 추가하는 새로운 배터리 충전방식을 제안한다. 충전에 사용하는 IPMSM의 다이나믹 모델 분석 및 제안하는 충전모듈의 스위칭 분석을 통해 적합한 충전 전류 제어 방식을 도출한다. 또한, 충전 시 회전자의 위치에 따라 상전류가 변화하기 때문에 진동 및 충전 효율이 달라질 수 있다. 그러므로 최소의 진동을 하는 회전자의 각도로 위치제어를 함으로써 충전 효율을 높일 수 있다. 마지막으로, 시뮬레이션 및 실험을 통하여 제안된 충전 방식의 효용성을 검증하였다.

2. 제안된 통합배터리 충전 모델

3. 제안된 충전 기법

최대의 유효전력을 배터리에 충전하기 위해서는 IGBT의 스위칭을 통한 입력전압과 동상의 충전전류제어가 필요하다. 동상의 전류제어를 위해서는 충전전류의 제어기 출력부호에 따라 크게 두 가지 스위칭 모드로 나뉘게 된다.

3.1 충전전류 제어기 출력 전압 부호에 따른 스위칭 방식

충전 시 충전 전류는 부호가 반대이며, 상전류 크기의 합인 식 (6)과 같다. 또한, 하프브릿지의 출력과 3상 인버터 전압 출력의 사이의 전압인 충전모듈의 전압수식은 식 (7)과 같다.

(6)

$i_{o}= -(i_{a}+i_{b}+i_{c})$

(7)

$v_{o}=\dfrac{R_{s}}{3}i_{o}+(\dfrac{L_{ls}}{3}+L_{add})\dfrac{di_{o}}{dt}- v_{ {g}}$

$i_{o},\: v_{o},\: V_{dc}$은 각각 충전 전류, 충전모듈의 전압, 배터리 전압을 의미한다. 그림 3(a)는 충전모듈의 전압지령이 음의 크기를 가질 때, 스위치의 동작 상태를 보여준다. 이때, 모터 구동용 인버터 3상의 상단 스위치를 동상으로 도통시켜 배터리에 전력을 충전한다. 충전전류 지령이 충전전류보다 크다면, 하프브릿지의 상단의 스위치를 도통시켜 입력단의 전력이 모터 내의 리액터에 자기에너지로 축적되고, 충전전류가 증가하게 된다. 충전전류 지령이 충전전류보다 작다면, 하프브릿지의 아랫단의 스위치를 도통시켜, 입력단의 전력과 모터의 리액터에 저장된 에너지가 배터리에 충전되고, 충전전류가 감소하게 된다. 그림 3(b)은 충전모듈의 전압지령이 양의 크기를 가질 때 스위치의 동작 상태를 보여준다. 모터 구동용 인버터의 3상 아랫단 스위치가 도통되고 이전과 같은 방식의 하프브릿지 스위칭 제어를 함으로써. 충전 전류는 충전전류 지령을 따라가게 된다. 그림 4는 3상 인버터 스위칭 및 고속의 하프브릿지 스위칭을 나타내고, 충전전류의 제어기 출력 부호에 따라 다른 3상 인버터의 스위칭을 확인할 수 있다. 그림 4(a)에서 공통모드 제어방식으로 충전함과 동시에 차동모드 제어를 할 수 있으므로 위치제어가 가능함을 알 수 있다. 또한, 충전모듈의 전압이 음의 크기를 가질 때, 3상 인버터의 상단의 스위치가 도통되기 때문에 충전모듈의 지령전압은 $V_{dc}$값이 승압되어 양의 값을 가진다는 것을 확인할 수 있다.

그림. 3. 스위칭 동작. (a)$v_{o}^{*}$< 0일 때, (b)$v_{o}^{*}$> 0일 때

Fig. 3. Switching operation. (a) when $v_{o}^{*}$< 0, (b) when $v_{o}^{*}$>0

3.2 충전기법 알고리즘

그림 5는 충전 시 알고리즘을 보여준다. 충전 전류지령의 위상은 최대의 유효전력을 충전하기 위해서 입력전압의 위상과 동상으로 유지한다. 이때, PLL(Phase Loop Lock)제어를 통해 정확한 입력전압 위상을 추종함으로써, 충전 전류지령 위상의 정밀성을 높일 수 있다⁽¹⁵⁾. 충전모듈의 전압지령은 하프브릿지의 IGBT스위칭 패턴을 결정하여 실제 전압을 공급한다. 이때, 전류제어

그림. 4. PWM 신호. (a) $v_{o}^{*}$< 0일 때, (b) $v_{o}^{*}$> 0일 때

Fig. 4. PWM signal. (a) when $v_{o}^{*}$< 0, (b) when $v_{o}^{*}$> 0

그림. 5. 충전기법 알고리즘 블록도

Fig. 5. Block diagram of charger method algorithm

성능 향상을 위하여 입력전압의 크기인 $-v_{{g}}$를 전향 보상 전압으로 추가한다. 위치제어 시, 지령각도, 지령 속도, 지령 전류, 지령 전압 순으로 제어기 출력 및 좌표변환을 통해 각 상의 전압지령을 구한 뒤, 동상의 스위칭 전압지령을 더하여 각 상의 최종적인 전압 지령을 얻을 수 있다. 충전전류의 제어기 출력이 음수일 경우, 3상 인버터의 상단 스위치 작동 및 충전전류 제어기 출력에 $V_{dc}$ 값을 더하여 하프브릿지의 출력에서 3상 인버터 출력 쪽으로 전류가 흐르게 된다. 충전모듈의 전압지령은 식 (8), 3상인버터의 전압지령은 식 (9)와 같고, $v_{com_{-}o}^{*}$, $v_{d{if}_{-}abc}^{*}$, $v_{abc}^{*}$, $k_{p}$, $k_{i}$, $i_{o}^{*}$은 충전모듈의 전압지령, 속도 제어기의 출력, 3상 인버터의 전압지령, PI제어기 비례 이득. 적분, 충전전류지령을 각각 의미한다.

(8)

$v_{com_{-}o}^{*}=(k_{p}+\dfrac{k_{i}}{s})(i_{o}^{*}-i_{o})-v_{{g}}+V_{dc}$

(9)

$v_{abc}^{*}=V_{dc}+v_{d{if}_{-}abc}$

반대로 충전전류 제어기 출력이 양수일 경우, 3상 인버터 아랫단의 스위치가 작동되고, 3상 인버터 출력에서 하프브릿지의 출력으로 전류가 흐르게 된다. 충전모듈의 전압지령과 3상 인버터의 전압지령 수식은 다음과 같다.

(10)

$v_{com_{-}o}^{*}=(k_{p}+\dfrac{k_{i}}{s})(i_{o}^{*}-i_{o})-v_{{g}}$

(11)

$v_{abc}^{*}=v_{d{if}_{_{-}}abc}$

그림. 6. 하프브릿지의 제어주파수가 20KHz일 때 시뮬레이션 결과 : (a) 충전 전압, (b) 충전전류, (c) 회전자 위치

Fig. 6. Simulation results when half-bridge control frequency is 20KHz : (a) The charging voltage, (b) charging current, (c) rotor position waveform

4. 시뮬레이션 및 실험 결과

제안된 통합배터리 충전모듈의 타당성을 입증하기 위하여 PSIM(Powersim)을 이용하여 시뮬레이션을 진행하였다. 표 1은 실험 및 시뮬레이션의 모터 파라미터값이다. 전류리플 보완을 위한 리액터의 크기는 5mH 선택하였다. 충전 시 입력전력은 3KW가 되도록 19.2A의 피크 값을 가지고 전압과 동상의 위상을 가지는 전류를 제어하였다. 그림 6은 하프브릿지가 20KHz의 제어주파수를 가졌을 때, 시뮬레이션 파형이다. $v_{g},\: i_{g},\:\theta_{e}$은 충전전압, 충전전류, 회전자의 전기각을 각각 의미한다. 충전 시 그림 6의 전압과 전류의 위상이 동상으로 유지되어 최대의 유효전력이 배터리에 충전됨을 확인할 수 있다. 또한, d-q축 전류가 위치제어를 하더라도 영상분인 충전 전류에는 영향이 가지 않는다는 것을 확인할 수 있다. 그림 7은 하프브릿지의 제어주파수가 5KHz일 때 시뮬레이션 파형을 보여주고, 그림 7의 전류리플이 그림 6의 전류리플보다 더 크다는 것을 알 수 있다. 이를 통해 제어주기가 길어짐에 따라 더 큰 전류리플을 가지고, 고속 스위칭을 통해 전류리플이 감소함을 확인할 수 있다. 그림 8은 본 논문이 제안하는 IBC모델의 전류제어기법을 검증하기 위한 실험환경이다. 실험에 사용된 DSP(Digital Signal Processor)는 TI사의 TMS320F28335를 사용하였다. 또한, 전압 스파크의 원인이 되는 기생 인덕턴스를 감소시키기 위해, 하프브릿지와 배터리 사이의 연결선을 물리적으로 최대한 짧게 연결하였다. 그림 9는 실제 실험 시 충전전압, 충전전류, 위치 파형이다. 시뮬레이션과 마찬가지로 그림 9(a)인 전압위상과 그림 9(b)인 충전전류의 위상이 동상으로 유지되어 배터리에 최대의 유효전력이 충전되고, 0rad에서 1.5rad으로 회전자 위치제어가 되는 것을 알 수 있다.

그림. 7. 하프브릿지의 제어주파수가 5KHz일 때 시뮬레이션 결과 : (a) 충전 전압, (b) 충전전류

Fig. 7. Simulation results when half-bridge control frequency is 5KHz : (a) The charging voltage, (b) charging current

그림 10은 충전 시 회전자의 전기각 위치가 0°와 30°일 때 상전류, d-q축 전류, 토크파형이다. 토크파형은 d-q축 전류와 수식(5)을 이용하여 계산하였다. 상호자속이 완전히 상쇄되지 않으므로 각 상의 전류크기 차이가 발생하고, 전류크기 차이로 인해 d-q축 전류가 생성되는 것을 알 수 있다. 또한, 그림 10(b)일 때 보다 그림 10(a)일 때 더 작은 크기의 토크가 생성되는 것을 확인할 수 있다. 토크의 크기는 매우 작은 값을 가지기 때문에 모터는 회전하지 않지만, 모터의 진동은 발생하고, 회전자의 위치에 따라 진동의 크기는 달라진다. 또한, 충전 시 정지한 각도로 회전자의 위치제어를 하게 되면, 작은 듀티와 데드타임 때문에 전류리플이 발생한다. 이러한 전류리플로 생성되는 토크로 인해 위치제어를 하지 않았을 때보다 위치제어를 하였을 때 모터가 더 크게 진동한다. 그러므로 충전 시 위치제어를 통해 회전자의 위치를 모터의 최소 진동지점으로 맞춘 뒤, 위치제어를 해제하여야 최소의 진동으로 배터리에 전력을 충전할 수 있다.

그림. 8. 실험 환경

Fig. 8. Experiment environment

그림. 9. 실험 결과 : (a) 충전전압, (b) 충전전류, (c) 회전자의 전기각

Fig. 9. Experiment result : (a) charging voltage, (b) charging current, (c) electric angle of rotor

그림. 10. 회전자 위치에 따른 상전류, d-q축 전류, 토크 :(a) $\theta_{e}$= 0°, (b) $\theta_{e}$= 30°

Fig. 10. Phase current, d-q current and Torque according to rotor position : (a) $\theta_{e}$= 0°, (b) $\theta_{e}$= 30°

5. 결 론

기존의 OBC방식은 트랜스포머, 정류기, 스위치 등 많은 소자가 요구되기 때문에 전기자동차의 무게증가, 큰 부피로 인한 공간의 제한, 비용의 증가 등 단점들을 가지고 있다. 이러한 단점들은 전기자동차의 연비 및 효율에 악영향을 줄 수 있다. 위의 문제들을 해결하기 위해 본 논문은 기존의 모터 구동을 위한 인버터와 모터 권선에 하프브릿지 IGBT를 활용한 통합 배터리 충전모듈을 제안한다. 또한 충전 시 시스템의 수식을 분석하여 적합한 전류제어 기법을 소개한다. 시뮬레이션 및 실험을 통하여 본 논문이 제안하는 모듈 및 제어기법을 구현 및 검증하였다. 제안된 충전모듈의 장점은 기존의 구동 인버터 및 모터를 그대로 사용하기 때문에 차량 공간 확보 및 비용 면에서 유리하다. 또한 충전 시 회전자의 위치에 따라 차량의 진동이 달라지기 때문에, 미세한 위치제어를 통해 이러한 문제를 해결 할 수 있다. 하지만 제안된 충전모듈은 전류리플 보완을 위한 리액터가 추가되므로, 비용 및 차량에 공간 및 무게를 차지하는 단점을 가진다. 이러한 문제를 해결하기 위한 전류리플을 줄이는 제어기법의 연구가 요구되어진다. 또한, 충전 시, 회전자 위치에 따라 변화되는 정확한 진동 분석이 필요하다.