1. 서 론

최근 몇 년간 환경 문제에 대한 관심이 급격히 증가하면서, 전 세계적으로 전기차에 대한 수요가 크게 확대되고 있다. 이는 주로 화석 연료 사용으로 인한 온실가스 배출이 기후 변화에 미치는 심각한 영향에 기인하며, 이에 따라 각국은 탄소 중립을 달성하기 위한 다양한 전략을 마련하고 있다. 이러한 상황에서, 내연기관 차량을 대체할 수 있는 친환경 교통수단으로서 전기차의 중요성은 더욱 부각되고 있으며, 많은 국가가 정책적 지원과 인프라 확충을 통해 전기차 보급을 가속화하고 있다. 전기차의 주요 구성 요소 중 하나인 저전압 직류 컨버터 (LDC; Low voltage DC-DC Converter)는 고전압 배터리에서 저전압 배터리 및 다양한 부하로 전력을 전달하는 데 핵심적인 역할을 한다. 저전압 직류 컨버터는 차량 내에서 전기 시스템이 안정적으로 작동할 수 있도록 필수적인 전원을 공급하며, 특히 전기차 배터리의 용량이 증가함에 따라 높은 전류와 전력 밀도를 처리할 수 있는 저전압 직류 컨버터 시스템의 필요성이 대두되고 있다^[1,2].

자율주행 기술의 급속한 발전은 차량의 첨단 운전자 지원 시스템 (ADAS; Advanced Driver Assistance Systems), 자율주행 시스템 (ADS; Autonomous Driving Systems), 그리고 트랙션 제어 시스템 (TCS; Traction Control Systems)과 같은 고급 기능들의 통합을 가속화하고 있다. 이러한 기술들은 차량의 성능 및 안전성을 향상시키는 데 기여하나, 동시에 상당한 양의 전력을 요구한다. 이에 따라 전기차의 저전압 직류 컨버터에 대한 전력 수요가 급격히 증가하고 있다. 저전압 직류 컨버터는 이러한 첨단 시스템에 안정적인 전력을 공급함으로써 차량의 원활한 작동을 보장하며, 이는 궁극적으로 차량의 성능과 안전성에 직결된다. 따라서 자율주행 기술의 발전에 따른 전력 수요를 충족하기 위해 저전압 직류 컨버터의 전력 용량 증대는 필수적이며, 전기차 기술 개발의 중요한 과제 중 하나로 자리 잡고 있다^[3,4].

저전압 직류 컨버터의 전력 증가와 함께 차량의 제한된 공간에서 전력 밀도 향상을 위한 연구는 필수적이다. 일반적으로 저전압 직류 컨버터 설계에는 위상 천이 풀 브릿지 (PSFB; Phase-Shifted Full-Bridge)와 액티브-클램프 포워드 (ACF;Active-Clamp Forward) 컨버터가 주로 사용되며, 이러한 토폴로지는 절연 강압형 구조로 변압기와 출력 인덕터를 포함한다. 전력 밀도를 증가시키기 위해, 그림 1에 제시된 바와 같이 변압기와 출력 인덕터를 통합한 자성체를 사용하는 2 kW급 저전압 직류 컨버터가 개발되었다.

그림 1. 기존 통합 변압기를 사용하는 2 kW LDC 컨버터

Fig. 1. Conventional 2 kW LDC converter with integrated transformer

그림 1 (a)는 이중 통합 변압기를 사용하는 위상 천이 풀 브릿지 컨버터를 나타낸다. 통합 변압기를 적용한 위상 천이 풀 브릿지 컨버터는 전력 밀도를 크게 증가시키지만, 높은 순환 전류로 인해 상당한 도통 손실이 발생한다. 위상 천이 풀 브릿지 구조는 변압기 일차 측에 4개의 스위치를 필요로 하며, 가격 경쟁력과 전력 밀도 측면에서 단점을 가지고 있다. 또한, 위상 천이 풀 브릿지 컨버터의 최대 듀티 사이클은 0.5로 제한되어 넓은 입출력 전압 범위를 수용하는 데 제한적이다^[5,6].

반면, 그림 1 (b)는 이중 통합 변압기를 사용하는 액티브-클램프 포워드 컨버터, 즉 액티브-클램프 포워드 플라이백 (ACFF; Active-Clamp Forward-Flyback) 컨버터를 나타낸다. 액티브 클램프 포워드 컨버터는 매우 낮은 순환 전류를 특징으로 하여, 위상 천이 풀 브릿지 컨버터에 비해 도통 손실이 적다. 이 구조는 변압기 일차 측에 2개의 스위치를 사용하여 구현되며, 이는 위상 천이 풀 브릿지 컨버터에 비해 높은 스위치 전압 스트레스를 유발하지만, 전력 밀도 측면에서 유리한 이점을 제공한다. 또한, 액티브 클램프 포워드 컨버터는 위상 천이 풀 브릿지 컨버터와 비교하여 더 넓은 듀티 사이클 범위를 지원할 수 있으며, 이를 통해 보다 넓은 입출력 전압 범위를 수용할 수 있는 유연성을 제공한다^[7].

앞서 언급한 바와 같이, 기존 통합 변압기를 사용하는 저전압 직류 컨버터의 전력은 2 kW 수준으로, 최근 전력 요구량인 4 kW 수준에는 미치지 못한다. 저전압 배터리에 4 kW 전력을 공급하기 위해, 기존에는 2 kW 저전압 직류 컨버터를 병렬 또는 직-병렬로 연결하여 사용하였다. 그림 2는 4 kW 출력 전력 보장을 위한 기존 통합 변압기를 사용하는 2개의 저전압 직류 컨버터를 연결한 회로이다. 통합 변압기를 사용하는 저전압 직류 컨버터가 개발되었음에도 불구하고, 4 kW 출력을 달성하기 위해서는 여전히 4개의 자성체가 필요하다. 이에 따라 기존 4 kW 저전압 직류 컨버터는 전력 밀도 증가 측면에서 큰 성과를 보이지 못하며, 보다 높은 전력 밀도와 효율성을 달성하기 위해 새로운 자성체 통합 기술의 개발이 필수적이다.

그림 2. 기존 통합 변압기를 사용하는 4 kW LDC 컨버터

Fig. 2. Conventional 4 kW LDC converter with integrated transformer

본 논문에서는 기존 4 kW 저전압 직류 컨버터에서 4개의 자성체 코어를 3개로 통합한 새로운 저전압 직류 컨버터를 제안한다. 그림 3은 제안된 4 kW 액티브 클램프 포워드 플라이백 컨버터의 회로 구성을 나타낸다. 제안된 컨버터는 위상 천이 풀 브릿지 구조와 비교하여 낮은 순환 전류를 가지는 액티브 클램프 포워드 플라이백 구조를 채택하여 전력 손실을 최소화하였다. 특히, 변압기 일차 측에는 두 개의 실리콘 카바이드(SiC) MOSFET을 사용하여 부피를 줄이고 효율을 향상시켰다. 또한, 변압기 설계에는 4층 PCB로 제작된 권선을 갖춘 평-면 변압기를 사용함으로써 전력 밀도를 증가시키는 동시에 가격 경쟁력을 강화하였다.

그림 3. 제안된 통합 변압기를 사용하는 4 kW ACFF 컨버터

Fig. 3. Proposed 2 kW LDC converter with integrated transformer

2. 제안된 컨버터의 특징

기존 4 kW 액티브 클램프 포워드 플라이백 컨버터는 변압기 일차 측에 두 개의 2 kW 액티브 클램프 포워드 플라이백 컨버터를 직렬로, 이차 측에는 병렬로 연결하여 총 4개의 코어를 사용한다. 여기서 두 개의 포워드 변압기 코어 (T_for.1, T_for.2)는 변압기 역할을 하고, 나머지 두 개의 플라이백 변압기 코어 (T_fly.1, T_fly.2)는 출력 인덕터 역할을 담당한다.

반면, 본 논문에서 제안된 컨버터는 기존 4 kW 액티브 클램프 포워드 플라이백 컨버터를 바탕으로 두 개의 포워드 코어를 하나의 통합된 코어 (T_for)로 결합하여 총 3개의 코어로 구성된다.

2.1 제안된 컨버터의 변압기 통합 원리

그림 4는 기존 4개의 코어를 사용하는 컨버터에서 사용된 통합 평면 변압기의 구조를 보여준다. 기존과 제안된 컨버터 모두 PCB에 내장된 변압기 권선을 사용하며, 각 코어는 하나의 일차 측 권선을 공유하여 직렬로 구성된다. 대전류가 흐르는 이차 측 권선은 각 한 턴으로 UI 코어를 통과하며 병렬로 구성되어 있다.

그림 4에서 나타난 것처럼 기존 변압기 구조에서는 일차 측 전류 (i_pri)에 의해 유도된 자속 (B)이 각 포워드 변압기에서 상쇄되는 영역이 존재한다. 그림 5는 제안된 컨버터의 변압기 형상을 보여준다. 제안된 컨버터는 기존 포워드 변압기에서 자속이 상쇄되는 영역을 제거하고, 두 개의 포워드 변압기 코어를 하나로 통합한 단일 포워드 변압기 코어를 사용한다. 이로 인해 코어의 총 개수가 4개에서 3개로 감소하게 되고, T_for의 턴 수는 각 T_fly.1, T_fly.2의 턴 수에 비해 두 배 증가한다.

그림 4. 기존 4 kW ACFF 컨버터의 변압기 구조

Fig. 4. Transformer structure of conventional 4 kW ACFF converter

그림 5. 제안된 4kW ACFF 컨버터의 변압기 구조

Fig. 5. Transformer Structure of proposed 4kW ACFF converter

2.2 제안된 컨버터의 동작 원리

그림 6은 제안된 컨버터의 주요 파형을 보여준다. 제안된 컨버터의 동작 원리는 통합 평면 변압기를 사용하는 2 kW ACFF 컨버터와 동일하지만, 제안된 컨버터에서는 두 T_fly 변압기의 일차 측이 직렬로 연결되어 있으므로 각 T_fly에 걸리는 전압이 기존 2 kW ACFF 컨버터의 절반이다. 여기서 T_for와 T_fly는 각각 변압기와 출력 인덕터 역할을 한다. 분석의 단순화를 위해 다음과 같은 가정을 한다.

그림 6. 제안된 컨버터의 주요 동작 파형

Fig. 6. key operational waveforms of proposed converter

1) 그림 3에 나타난 것 외의 모든 기생 부품은 무시한다.

2) 클램프 커패시터 (CC)는 충분히 커서 정 전압원 (VCc)으로 간주한다.

3) 출력 전압 (VO)은 저전압 배터리에 연결되어 있으므로 일정하다고 가정한다.

4) 포워드 변압기 (T_for)의 턴 비 (nfor)는 N_P.for/1로, 여기서 N_P.for은 T_for의 일차 측 턴 수이다. 각 플라이백 변압기(T_fly.1, T_fly.2)의 턴 비 (nfly)는 NP.fly/1로, NP.fly은 일차 권선의 턴 수이며, n = nfor = 2nfly로 가정한다.

제안된 컨버터는 하나의 스위칭 주기 동안 크게 두 가지 모드로 분류된다. 각 모드는 그림 6에 나타난 동작 상태를 통해 설명될 수 있다. 또한, 그림 7의 각 모드에서 전류는 그림 8에서 변압기의 동작 상태와 함께 나타난다.

Mode 1 (t0-t1) : 변압기 이차 측 다이오드의 환류 구간이 종료되면, 모드 1이 시작된다. 이 모드에서는 메인 스위치 (QM)와 포워드 다이오드 (D1)를 통해 전력이 전달된다. 여기서 T_for는 이차 측으로 전력을 전달하는 역할을 하며, 각 T_fly는 에너지를 저장하여 출력 인덕터로 기능한다. 일차 측 전류 (i_pri)가 각 T_fly의 자화 전류 (iL_m.fly)에 도달하면, T_for에 인가되는 전압은 nVO가 되며, 각 T_fly에 인가되는 전압은 0.5(VS-nVO)가 된다. 이 때 i_pri는 iO/n와 같다. 결론적으로 iL_m.for, iL_m.fly 및 i_pri는 선형적으로 증가한다.

(1)

(2)

그림 7. 제안된 4 kW ACFF 컨버터의 동작 상태

Fig. 7. Operational states of proposed 4 kW ACFF converter

그림 8. 동작 상태에 따른 전류의 방향

Fig. 8. Current direction in transformer based on operational states

(3)

식 (3)에서 나타나듯이, 이 모드에서 출력 전류(iO)는 iD1과 같으며, 각 자화 인덕턴스 전류의 차이와 비레한다. 결론적으로 이 모드에서 출력 전류 리플은 다음과 같이 정의된다.

(4)

여기서 k와 D_L1은 각각 k = L_m.for/(L_m.for+L_lkg), D_L1 = L_lkgIOfS/(nVS)로 정의된다.

Mode 2 (t2-t3) : 보조 스위치 (QA)가 켜진 후 변압기 이차 측 다이오드의 환류 구간이 종료되면, 모드 2가 시작된다. 이 모드에서는 보조 스위치와 플라이백 다이오드 (D2, D3)를 통해 각 T_fly에 저장된 에너지가 출력으로 전달된다. 이 때 T_for는 코어 리셋 동작을 수행한다. 일차 측 전류 (i_pri)가 각 T_for의 자화 전류 (iL_m.for)에 도달하면, 각 T_fly에 인가되는 전압은 0.5nVO가 되고, T_for에 인가되는 전압은 -(VCc-nVO)가 된다. 결과적으로 iL_m.for, iL_m.fly 및 i_pri는 선형적으로 감소한다.

(5)

(6)

(7)

여기서 NP.fly는 n/2과 동일하기 때문에 출력 전류는 iD2+iD3과 같으며, 각 자화 인덕턴스 전류의 차이와 비례한다. 결론적으로 이 모드에서 출력 전류 리플은 아래와 같이 정의된다.

(8)

여기서 DL2는 DL2 = L_lkgI_OfS/(nVCc)로 정의된다.

2.3 영전압 스위칭 조건

제안된 컨버터의 변압기 일차 측 구조는 기존의 액티브 클램프 구조가 적용되어, 스위치에 인가되는 전압은 기존 액티브 클램프 컨버터 및 액티브 클램프 포워드-플라이백 컨버터와 동일하다. 액티브 클램프 구조에서는 일반적으로 보조 스위치의 영전압 스위칭 (ZVS)은 출력 인덕터나 출력 인덕터 역할을 하는 T_fly에 저장된 강한 에너지와 누설 인덕턴스 에너지에 의해 쉽게 달성된다. 반면, 메인 스위치의 영전압 스위칭은 주로 누설 인덕턴스에 저장된 에너지에 의존하여 이루어지며, 이는 보조 스위치의 영전압 스위칭 성능에 비해 더 불리한 조건을 가진다. 그림 9는 메인 스위치가 영전압 스위칭을 하기 위한 전류와 등가 회로를 보여준다.

(9)

여기서 i_pri(t)는 그림 9 (a)에 명시되어있다.

그림 9. 메인 스위치의 영전압 스위칭

Fig. 9. Zero-Voltage switching of the main switch

3. 제안된 컨버터 설계

표 1은 제안된 컨버터의 입출력 사양과 설계 파라미터를 요약한 것이다. 제안된 컨버터는 200 kHz의 스위칭 주파수를 기반으로 설계되었으며, 265-826 V의 넓은 입력 전압 범위와 12.5-15.1 V의 출력 전압 범위를 지원한다. 또한, 4 kW의 출력 전력을 안정적으로 공급하며, 최대 출력 전류는 287 A에 달하도록 설계 목표를 설정하였다.

3.1 턴 수 설계

제안된 컨버터의 자성체는 변압기 역할을 하는 코어 T_for와 두 개의 출력 인덕터 역할을 하는 코어 T_fly로 구성된다. 또한 변압기 일차 측 구조는 기존 액티브 클램프 포워드 구조와 동일하다. 따라서, L_m.fly와 L_m.for의 전압-시간 균형 (Voltage-second balance)을 통해 제안된 컨버터의 전압 전달 비율을 도출할 수 있다.

(10)

(11)

분석의 단순화를 위해 L_lkg와 D_L1이 무시할 수 있을 만큼 작다고 가정한다면, 전압 전달 비율은 간단히 D/n으로 정의된다.

3.2 코어 설계

식 (4)와 (8)에 따르면, 제안된 컨버터의 L_m.for 및 L_m.fly는 각각 45 µH와 22.5 µH로 설계되었다. 각 코어가 포화되지 않도록 하기 위해, 코어 재질로는 PL-19가 선택되었다. 또한, 최대 자속 밀도 (B_max)는 0.35 T로 설계되었다. 일반적으로 에너지를 저장하는 T_fly의 자화 전류는 높은 직류 성분과 교류 성분을 포함하고 있다. 결과적으로, iL_m.fly는 항상 iL_m.for보다 더 큰 값을 가지게 된다. 각 자화 전류와 B_max 사이의 관계는 다음과 같다.

(12)

여기서 NP는 해당 코어의 1차 측 턴 수를, Ae는 코어의 단면적을 의미한다. 식 (12)에 따르면, 변압기의 자화 전류와 자속 밀도는 비례한다. 결론적으로, 상대적으로 높은 자화 전류를 가지는 T_fly를 기반으로 코어 단면적을 설계한다. 제안된 컨버터의 변압기 설계 파라미터는 표 2에서 나타난다. 표 2에 따르면, 코어의 부피는 각 V_C.fly = 63579 mm³, V_C.for = 40065 mm³를 만족하면서 총 플라이백 코어의 부피에 비해 포워드 코어의 부피는 1.5배 감소하였다. 설계의 정합성을 검증하기 위해서 FEM 시뮬레이션이 진행되었다.

그림 10은 제안된 컨버터의 자속 밀도 (B_max) 포화에 대한 시뮬레이션 결과를 나타낸다. 식 (12)에서 나타난 IL_m.peak는 ∆iL_m.fly/2와 같다. 즉, 플라이백 자화 전류 리플이 가장 큰 826 V의 입력 전압 조건에서 변압기 포화 가능성이 증가한다. 그러나 그림 11에서 확인할 수 있듯이, 제안된 컨버터는 826 V 입력 전압 조건에서도 최대 자속 밀도가 0.35 T를 초과하지 않는다. 결론적으로, 제안된 컨버터는 모든 입력 및 출력 전압 조건에서 변압기 포화 현상이 발생하지 않는다.

표 2 제안된 컨버터의 주요 설계 파라미터

Table 2 Key design parameter of proposed transformer

Symbol	Parameter	Value
NP.for	Turns of forward transformer	12
NP.fly	Turns of flyback transformer	6
Lm.for	Forward magnetizing inductance	45μH
Lm.fly	Flyback magnetizing inductance	22.5μH
Bmax	Maximum flux density	0.35T
Ae.for/Ae.fly	Core cross-sectional area	3.3cm2
VC.for	Forward core volume	40065mm3
VC.fly	Flyback core volume	63579mm3

그림 10. Vin = 826 V, VO = 13.9 V에서 통합 평면 변압기의 자속밀도

Fig. 10. Flux density of the integrated planar transformer at Vin = 826 V, VO = 13.9 V

그림 11. 제안된 컨버터의 변압기 코어 샘플

Fig. 11. Transformer core sample of the proposed converter

그림 11은 제작된 변압기 코어 샘플을 보여준다. 제작된 각 UI코어의 총 높이는 공극을 포함하여 30 mm이다.

3.3 반도체 소자 설계

제안된 컨버터는 일차 측에 액티브 클램프 포워드 구조가 적용되어 변압기에 인가되는 전압뿐만 아니라 스위치와 다이오드에 인가되는 전압 스트레스는 기존의 액티브 클램프 포워드 및 액티브 클램프 포워드 플라이백 컨버터에서와 동일하다. 변압기의 자화 인덕턴스가 충분히 크고 누설 인덕턴스가 무시할 수 있을 정도로 작다고 가정한다면, 주요 스위치의 RMS 전류, 다이오드의 평균 전류 및 전압 스트레스는 다음과 같이 나타난다.

(13)

(14)

(15)

(16)

표 3은 제안된 하드웨어의 설계 파라미터를 보여준다. 그림 12는 표 3에서 설계된 파라미터를 바탕으로 다양한 최소, 최대 및 정격 입력 전압 조건에서의 이론적 손실을 나타낸다. 여기서 PT, PQ, PD.fly 및 PD.for는 각각 총 변압기 손실, 총 스위치 손실, 플라이백 다이오드 손실 및 포워드 다이오드 손실을 의미한다. 모든 스위치가 영전압 스위칭이 된다는 가정하에 스위치 손실이 계산되었으며, Turn-on 손실은 고려되지 않았다.

표 3 제안된 PCB 샘플의 주요 설계 파라미터

Table 3 Key design parameter of proposed PCB sample

Symbol	Parameter	Value
QM	Main switch	NTH4L028N170M1 (1700V/81A/40mΩ)
QA	Auxiliary switch	NTH4L028N170M1 (1700V/81A/40mΩ)
D1	Forward secondary diode	STPS80170C 3EA (170V/80A)
D2/D3	Flyback secondary diode	STPS80170C 4EA (170V/80A)
CC	Clamp capacitor	MLCC 4EA (1000V/0.5μF)
CO	Output capacitor	MLCC 8EA (50V/100μF) 4EA (25V/47μF) 4EA

그림 12. 입력 전압 조건에 따른 제안된 컨버터의 이론적 손실

Fig. 12. Theoretical loss analysis of the proposed converter under varying input voltage conditions

4. 실험 결과

그림 13는 제안된 프로토타입 컨버터의 샘플을 보여준다. 제안된 프로토타입 컨버터는 4.9 kW/L의 전력 밀도를 가진다.

그림 14는 제안된 컨버터의 실험 환경을 보여준다. 제안된 컨버터의 실험을 위해 전력 분석기 (WT5000), 직류 전원 공급 장치 (DSP1500WS) 및 저전압 전자 부하 (PRODIGIT 34105A)가 사용되었다. 제안된 프로토타입 샘플의 동작을 검증하기 위해, 200kHz의 스위칭 주파수와 4 kW의 출력 전력 조건에서 실험이 진행되었다. 그림 15는 최소, 최대 및 정격 입력 전압 조건에서의 실험 파형을 보여준다. 주로 측정된 파형은 메인 스위치와 보조 스위치의 게이트-소스 전압, 입력 전류, 그리고 변압기 양단의 전압이다. 변압기의 1차 측 권선은 PCB의 2층 및 3층에 내장되어 있어 1차 측 전류 측정이 제한되었기 때문에, 입력 전류로 대체하여 측정하였다. 결과적으로, 제안된 컨버터는 넓은 입력 전압 범위를 수용할 수 있음을 검증하였다. 또한, 일반적인 4층 3Oz PCB를 사용함에도 불구하고 287 A의 대전류를 수용하였다.

그림 13. 제안된 프로토타입 샘플

Fig. 13. proposed 4kW prototype sample

그림 14. 실험 환경

Fig. 14. Experimental set-up

그림 16은 제안된 컨버터의 입력 전압 조건에 따른 측정된 효율을 보여준다. 제안된 컨버터는 액티브 클램프 포워드 구조를 적용함에 따라 메인 스위치의 영전압 스위칭 성능이 다소 제한적이다. 그림 9와 식 (9)에 따르면, i_pri(t)는 약 iL_m.for/2로 정의되며, 여기서 iL_m.for는 낮은 입력 전압 조건에서 큰 값을 갖는다. 이러한 이유로 제안된 컨버터는 입력 전압이 낮을수록 중부하 조건에서 더 높은 효율을 보이지만, 높은 1차 측 전류로 인해 권선과 스위치의 도통 손실이 증가하는 경향을 보인다.

표 4는 기존 4 kW 위상 천이 풀 브릿지 컨버터와 제안된 컨버터를 전력 밀도 및 효율 측면에서 비교한 결과를 나타낸다. 기존 4 kW 위상 천이 풀 브릿지 컨버터는 두 개의 2 kW 풀 브릿지 컨버터를 병렬로 구성한 구조로, 총 8개의 1차 측 스위치를 사용하며, 2차 측 정류단에는 제안된 컨버터와 동일하게 다이오드가 적용되었다. 이 컨버터는 가로 240 mm, 세로 180 mm, 높이 30 mm로 제작되어 3.08 kW/L의 전력 밀도를 제공한다. 반면, 제안된 4 kW 액티브-클램프 포워드-플라 이백(ACFF) 컨버터는 가로 220 mm, 세로 125 mm, 높이 30 mm로 제작되었으며, 4.9 kW/L의 전력 밀도를 달성하여 기존 설계에 비해 전력 밀도 면에서 크게 개선되었다. 위상 천이 풀 브릿지 구조는 액티브-클램프 포워드-플라이백 컨버터보다 영전압 스위칭(ZVS) 성능을 구현하기 쉬운 특성을 가지고 있어 정격 전압 조건에서 더 높은 최대 효율을 제공한다. 그러-나 제안된 컨버터는 낮은 입력 전압 구간에서 높은 영전압 스위칭이 가능하여 높은 효율을 보인다.

그림 15. 최대 부하에서 주요 실험 파형

Fig. 15. Experimental key waveform at full load conditions

그림 16. 제안된 컨버터의 입력 전압에 따른 측정된 효율

Fig. 16. Measured efficiency of proposed converter according to input voltage

표 4 제안된 컨버터와 기존 4kW 저잔압 직류 컨버터와 비교

Table 4 Comparison between the proposed converter and the conventional 4kW LDC converter

5. 결 론

본 논문은 기존 2 kW 토폴로지보다 더 높은 출력 전력을 제공하는 새로운 액티브 클램프 포워드 플라이백 컨버터를 제안한다. 제안된 컨버터는 통합된 삼중 평면 변압기를 사용하여 단일 저전압 직류 컨버터로 4 kW 출력 전력을 달성한다. 기존의 4 kW 액티브 클램프 포워드 플라이백 컨버터에서 사용되던 4개의 변압기를 3개로 통합함으로써 전력 밀도가 크게 향상되었다. 또한, 2 kW 액티브 클램프 포워드 플라이백 컨버터보다 두 배의 전류를 전달함에도 불구하고, 4층 PCB를 사용하여 비용 경쟁력을 크게 강화하였다. 결론적으로, 제안된 컨버터는 새로운 변압기 통합 기술을 바탕으로 고출력 저전압 직류 컨버터에 매우 적합한 토폴로지로 평가된다.