조채원
(Chaewon Jo)
1iD
구희원
(Heewon Koo)
1iD
(Li Liu)
1iD
(Zhaoyi Wang)
1iD
이주
(Ju Lee)
†iD
-
(Dept. of Electrical and Electronic Engineering, Hanyang University, Republic of Korea.)
Copyright © The Korea Institute for Structural Maintenance and Inspection
Key words
Axial flux permanent magnet synchronous motor, Combination of pole slot, Fractional slot concentrated winding, Torque, characteristic, Winding factor
1. 서 론
최근 가상화 및 AI를 활용한 기술이 발달하면서 데이터 센터의 규모가 빠르게 커지고 있다. 데이터 센터는 높은 부하로 인하여 많은 열을 발생시키기
때문에 냉각 장치가 필수적이다[1]. 이러한 이유로 EC-fan(Electronically Commutated-fan)의 수요가 증가하고 있으며, 에너지를 많이 소비하는 장치로 소비자는
고효율 대비 낮은 가격을 요구한다. 기존에는 전동기의 고성능화를 위하여 에너지 밀도가 높은 희토류 영구자석을 사용한 영구자석 동기전동기(Permanent
Magnet Synchronous Motor, PMSM)을 주로 사용해왔다. 하지만 희토류 영구자석은 제한된 매장량과 생산량으로 가격이 불안정하다[2]. 이를 해결하기 위해 비희토류 영구자석을 사용하는 PMSM 연구가 많이 진행되고 있다[3-5]. 특히, 축방향 자속 영구자석 동기전동기(Axial Flux Permanent Magnet Synchronous Motor, AF-PMSM)는 반경
방향 자속 영구자석 동기전동기(Radial Flux Permanent Magnet Synchronous Motor, RF-PMSM) 대비 큰 직경과
짧은 축방향 길이의 구조로 비희토류 영구자석을 사용하더라도 높은 출력밀도를 만족할 수 있다[6,7].
AF-PMSM은 회전자와 고정자의 개수에 따라서 토폴로지가 분류된다[8]. 그림 1은 AF-PMSM의 토폴로지에 따른 분류를 나타낸 그림이다. 고정자와 회전자가 1개씩 있는 구조는 single-sided로 분류된다. 이 구조는 축방향으로
발생하는 힘에 의해 고정자와 회전자 사이의 일정한 공극을 유지하기 어렵다는 단점을 지닌다[9]. Double-sided는 고정자 2개 회전자 1개인 Double Stator Single Rotor(DSSR)와 고정자 1개 회전자 2개인 Single
Stator Double Rotor(SSDR)로 분류된다. Single-sided에서의 축방향 자기력이 double-sided에서는 상쇄되어 구조가
안정적이다[8,10]. 또한, SSDR에서 요크의 구조를 없앤 yokeless 구조를 적용한다면 부피가 줄어들어 출력밀도와 효율이 더 향상될 수 있다[11]. 따라서 double-sided의 구조와 관련된 연구들이 다양하게 진행되고 있다[12-14].
그림 1. AF-PMSM 토폴로지 분류
Fig. 1. Topology classification of AF-PMSM
전동기의 권선법은 극 수와 슬롯 수의 조합과 권선 배치에 따라 분류된다. 극 당 상 당 슬롯 수를 기반으로 극슬롯 조합을 분류할 수 있으며, 극 당
상 당 슬롯 수가 정수이면 정수 슬롯, 분수면 분수 슬롯으로 분류된다. 또한, 권선 배치에 따라 집중권과 분포권으로 분류된다. 따라서 전동기의 권선법은
정수 슬롯 분포권, 분수 슬롯 집중권, 분수 슬롯 분포권으로 나타난다. 정수 슬롯 분포권과 분수 슬롯 분포권은 자속 분포가 대칭이며 진동 소음이 작다는
장점이 있지만 출력밀도가 높은 다극 전동기에서 슬롯 수가 많아진다[15]. 또한, 슬롯 수가 많아지면 치의 두께가 얇아지면서 치의 자속밀도가 높아짐으로 인하여 제작에 어려움이 있다. 반면, 분수 슬롯 집중권은 정수 슬롯
대비 모터의 주기가 작으므로 진동ㆍ소음에 취약할 수 있으며 회전자 자속보다 낮은 차수인 저조파(sub-harmonic)성분에 의해 추가적인 철손과
와류손이 발생할 수 있다. 이러한 단점이 있음에도 분수 슬롯 집중권은 다른 권선법 대비 엔드턴이 짧아 동손을 줄일 수 있으며 다극화가 가능하다. 또한,
집중권으로 제조 공정이 비교적 단순하고 높은 점적률을 만족할 수 있어서 높은 출력밀도를 만족할 수 있다[16].
본 논문에서는 분수 슬롯 집중권을 가지는 SSDR 구조의 AF-PMSM에 대한 극슬롯 조합에 따른 전자계 특성을 비교 연구한다. 전동기의 토크는 권선
계수에 의해서 결정되며, 토크 리플에 영향을 미치는 코깅 토크는 극 수와 슬롯 수의 최소공배수(least common multiple, LCM)에
의해 결정된다. 극슬롯 조합에 따른 권선 계수 및 극 수와 슬롯 수의 LCM을 고려하여 4개의 극슬롯 조합을 선정하고, 전자계 특성을 비교한다. 극슬롯
조합에 따른 전자계 특성을 비교하기 위하여 전동기의 유효 부피, 한 상당 총 턴 수, 영구자석 두께, 회전자 요크 두께 등의 설계 변수들을 동일하게
선정한다. 유한요소해석(Finite Element Analysis, FEA)을 기반으로 무부하 역기전력, 토크, 토크 리플, 코깅 토크, 효율 등의
전자계 특성을 비교 분석한다.
2. 본 론
2.1 전동기의 극슬롯 조합
2.1.1 극슬롯 조합과 토크 특성
전동기에서 토크는 코깅 토크와 역기전력에 의한 토크로 구분할 수 있으며 아래와 같이 표현할 수 있다.
여기서 Te는 전동기의 토크, Tcogging은 코깅 토크, TEM은 역기전력에 의한 토크이다.
코깅 토크는 고정자에 전류가 흐르지 않을 때, 회전자의 영구자석과 고정자의 치 사이에서 발생하는 진동 토크이며 식 (2)와 같이 표현된다.
여기서 Tcogging은 코깅 토크, D는 고정자 bore, l은 적층 길이, An은 비퍼미언스, Fn은 영구자석에 의한 기자력, n은 극 수와 슬롯
수의 최소공배수, θ0는 고정자 치 기준 영구자석의 초기 각도, θ는 고정자 치 기준 영구자석의 위치 각도를 나타낸다. 식 (2)에서 볼 수 있듯이 극 수와 슬롯 수의 LCM인 n에 따라 코깅 토크의 고조파 성분이 결정된다.
역기전력에 의한 토크는 에너지 변환식에 의하여 아래와 같이 표현할 수 있다.
여기서
Tavg는 평균 토크, T6k는 토크 리플, E1은 역기전력의 기본파, Im은 전류의 기본파, ωm은 기계적 주파수, ωe는 전기적 주파수, E6k-1와
E6k+1은 역기전력의 6k±1고조파이다. 또한, 역기전력은 아래와 같이 권선 계수에 의해서 표현될 수 있다.
여기서 En은 역기전력의 n차 고조파, kwn는 n차 권선 계수, N은 총 턴수, ɸ는 고정자 쇄교 자속이다. 식 (3), (4), (5)를 통하여 역기전력에 의한 토크 리플은 권선 계수에 의해서 결정되는 것을 알 수 있다.
2.1.2 권선 계수
전동기의 권선 계수는 분포 계수와 단절 계수의 곱으로 표현할 수 있다. 분포 계수는 집중권에 의한 쇄교 자속과 분포권에 의한 쇄교 자속의 비율로 정의한다.
분수 슬롯 전동기의 경우 정수 슬롯 전동기와 달라 분포 계수 계산이 간단하지 않다. 분포 계수는 Star of Slot 이론을 통해 아래와 같이 계산할
수 있다[16].
여기서 kd는 분포 계수, t는 모터 주기로 극 쌍수와 슬롯 수의 최대공약수, m은 상수, qph는 상당 모터 주기 당 슬롯 수, αph는 인접한
역기전력의 위상차이다. 분포 계수는 한 상 당 모터 주기 당 슬롯 수가 짝수인 경우와 홀수인 경우에 따라 달라지며, 인접한 역기전력의 위상차는 극
수와 슬롯 수에 의해서 결정된다.
단절 계수는 슬롯의 전기적 간격이 이상적인 전기각보다 짧을 때 감소하는 역기전력을 보정하는 계수로 식 (7)과 같이 표현된다.
여기서 kp는 단절 계수, σw는 코일 스팬각, p는 극 쌍수, yq는 슬롯 피치이다. 단절 계수는 슬롯 피치에 의해서 결정되며 분수 슬롯 집중권의
경우 슬롯 피치는 1이므로 식 (7)에 의해 단절 계수는 극 수와 슬롯 수에 의해 결정된다.
전동기의 권선 계수는 분포 계수와 단절 계수의 곱으로 식 (8)과 같이 나타낼 수 있다.
전동기의 특성을 결정시키는 식 (5)와 (8)에 의하면 분포 계수와 단절 계수는 극 수와 슬롯 수에 따라 결정되기에 이는 중요한 요소이다. 따라서 본 논문에서는 권선 계수에 따른 출력 특성을
분석하기 위하여 다양한 권선 계수를 지닌 극슬롯 조합을 다음 2.2절에서 선정한다.
2.2 극슬롯 조합 모델
2.1.1절과 2.1.2절에서 보았듯이 전동기의 토크 특성은 극슬롯 조합에 의해 결정된다. 본 논문에서는 분수 슬롯 집중권을 가지는 극슬롯 조합에
대하여 AF-PMSM의 전자계 특성을 비교한다. 표 1와 같이 10극 12슬롯, 10극 15슬롯, 16극 18슬롯, 20극 24슬롯으로 총 4가지 선정하였다. 그림 2는 각 극슬롯 조합의 Star of Slot를 나타낸 그림이다. 그림 2와 식 (6)으로부터 분포 계수를 계산할 수 있으며, 식 (7)를 통해 단절 계수를 얻을 수 있다. 각 극슬롯 조합 모델에 대한 권선 계수 및 최소공배수는 표 1와 같이 정리하였다. 또한, 동일한 조건에서 극슬롯 조합에 따른 특성만을 비교하기 위하여 표 2의 설계 사양을 선정한 극슬롯 조합들에 공통으로 적용한다. 출력에 직접적인 영향을 미치는 요소들인 전동기 외경, 턴 수, 공극에서의
표 1 선정한 극슬롯 조합
Table 1 Selected pole/slot combination
|
극 수
|
슬롯 수
|
극당 상당 슬롯 수
|
권선 계수
|
극 수와 슬롯 수의 최소공배수
|
|
10
|
12
|
0.4
|
0.933
|
60
|
|
10
|
15
|
0.5
|
0.866
|
30
|
|
16
|
18
|
0.375
|
0.945
|
144
|
|
20
|
24
|
0.4
|
0.933
|
120
|
그림 2. 극슬롯 조합에 따른 Star of Slot (a) 10극 12슬롯 (b) 10극 15슬롯 (c) 16극 18슬롯 (d) 20극 24슬롯
Fig. 2. Star of slot for pole/slot combination (a) 10pole 12slot (b) 10pole 15slot
(c) 16pole 18slot (d) 20pole 24slot
표 2 설계 사양
Table 2 Design Specifications
|
항목
|
값
|
단위
|
|
정격 출력
|
3
|
kW
|
|
정격 속도
|
3214
|
rpm
|
|
정격 전류
|
7
|
Arms
|
|
전동기 외경
|
266
|
mm
|
|
전동기 내경
|
200
|
mm
|
|
공극 길이
|
1
|
mm
|
|
영구자석 두께
|
4.5
|
mm
|
|
고정자 두께
|
11.6
|
mm
|
|
회전자 요크 두께
|
5.5
|
mm
|
|
한 상당 턴수
|
334
|
-
|
|
영구자석 재질
|
PMF-7BE
|
-
|
|
회전자 요크 재질
|
SS400
|
-
|
|
고정자 재질
|
Somaloi-130i
|
-
|
영구자석 면적 외에도 고정자 두께, 고정자 치 형상, 영구자석 두께 및 극호율, 회전자 요크 두께 등을 동일한 조건으로 적용하였다. 슬롯 당 턴 수는
한 상당 턴 수가 동일하도록 적용하였다. 와류손 저감 및 제작의 편의성을 고려하여 고정자 코어는 Soft Magnetic Composite(SMC)인
somaloy를 사용한다. 영구자석은 가격이 불안정한 희토류를 대신하는 비희토류를 고려하였으며 ferrite 영구자석인 PMF-7BE를 사용한다.
그림 3은 선정한 극슬롯 조합별 3D 형상을 나타낸다.
그림 3. 극슬롯 조합 별 3D 형상 (a) 10극 12슬롯 (b) 10극 15슬롯 (c) 16극 18슬롯 (d) 20극 24슬롯
Fig. 3. 3D shapes for pole/slot combination (a) 10pole 12slot (b) 10pole 15slot (c)
16pole 18slot (d) 20pole 24slot
2.3 전자계 특성 분석
2.3.1 무부하 특성 비교 분석
앞서 선정한 4개의 극슬롯 조합에 따른 무부하 전자계 특성을 분석한다. 표 3은 극슬롯 조합에 따른 무부하 전자계 특성을 나타낸다. 식 (5)에 따라 권선 계수는 역기전력과 비례하므로 실제 해석 데이터에서도 경향성이 비슷하게 나오는 것을 확인할 수 있다. 표 1에서와 같이 권선 계수는 16극 18슬롯이 가장 크므로 동일한 직렬 턴 수 조건에서의 역기전력은 16극 18슬롯이 가장 크게 나타난다. 10극 12슬롯과
20극 24슬롯은 동일한 권선 계수를 가짐에도 20극 24슬롯에서 역기전력이 크게 나타난다. 같은 권선 계수라도 극슬롯 조합에 따라 회전자 요크와
고정자 치에서의 자속밀도 차이가 발생하므로 역기전력이 달라질 수 있다. 그림 3에서는 무부하 역기전력을 FFT(Fast Fourier Transform)분석한 결과를 보여준다. 10극 15슬롯 모델이 다른 모델에 비해 고조파가
큰 것을 알 수 있으며 16극 18슬롯과 20극 24슬롯에서 역기전력의 고조파가 작은 것을 알 수 있다. 역기전력 THD는 역기전력의 정현적인 척도를
나타내는 값으로, 기본파 대비 고조파의 비율로 아래와 같이 정의된다.
여기서 E는 역기전력의 rms값, E1은 역기전력의 기본파 rms값이다. 그림 4에서의 고조파의 값이 클수록 표 3에서 역기전력 THD가 크게 나타나는 것을 볼 수 있다. 그림 5는 극슬롯 조합에 따른 코깅 토크를 나타낸다. 그림 5(a)에서 보이는 것과 같이 코깅 토크는 10극 15슬롯이 가장 크게 나타나며, 16극 18슬롯이 가장 작게 나타난다. 식 (2)에서 코깅 토크의 주기는 극 수와 슬롯 수의 최소공배수로 결정되므로 10극 12슬롯과 20극 24슬롯의 코깅 토크 기본파 차수는 12차수, 10극
15슬롯의 코깅 토크 기본파 차수는 6차수, 16극 18슬롯의 코깅 토크 기본파 차수는 18차수이다. 그림 5(b)을 통하여 기본파 차수에서의 코깅 토크가 크게 나오는 것을 확인할 수 있다.
표 3 극슬롯 조합에 따른 무부하 특성
Table 3 No-load characteristic for pole/slot combination
|
극/
슬롯
|
권선 계수
|
LCM
|
무부하 역기전력 기본파
|
역기전력 THD
|
코깅
토크
|
|
[-]
|
[-]
|
[-]
|
[Vmax]
|
[%]
|
[Nm]
|
|
10/12
|
0.933
|
60
|
211
|
7.86
|
1.06
|
|
10/15
|
0.866
|
30
|
193
|
17.1
|
5.51
|
|
16/18
|
0.945
|
144
|
228
|
2.83
|
0.15
|
|
20/24
|
0.933
|
120
|
224
|
3.96
|
0.79
|
그림 4. 극슬롯 조합별 무부하 역기전력의 FFT
Fig. 4. No-load electromotive magnetic force FFT for pole/slot combination
그림 5. 극슬롯 조합 별 코깅 토크 (a) 코깅 토크 파형 (b) 코깅 토크 고속 푸리에 변환(FFT)
Fig. 5. Cogging torque waveform for pole/slot combinations (a) cogging torque waveform
(b) cogging torque fast fourier transform (FFT)
2.3.2 부하 특성 비교 분석
부하 특성은 id=0제어를 기준으로 가정하고, 전류는 표 2에서 언급한 정격 전류를 기준으로 비교한다. 식 (2)와 (3)으로부터 토크 리플은 코깅 토크와 역기전력 고조파에 의해서 결정된다. 그림 6은 극슬롯 조합에 따른 토크 특성을 나타낸다. 표 3에서 보았듯이 코깅 토크가 크고, 역기전력 THD가 높은 10극 15슬롯이 큰 토크 리플을 가진다. 반면, 코깅 토크와 역기전력 THD가 가장 낮은
16극 18슬롯이 가장 작은 토크 리플을 가진다. 또한, 큰 권선 계수에 의해 역기전력이 가장 우수한 16극 18슬롯이 가장 우수한 토크를 만족하는
것을 그림 6(a)에서 알 수 있다. 그림 6(b)는 토크 FFT한 결과를 나타낸다. 극슬롯 조합 모두 코깅 토크에서 없던 6고조파에서 토크 리플이 발생하는 것을 알 수 있다. 이는 식 (3)에서 보이는 것과 같이 역기전력에 의한 토크 리플로 볼 수 있다. 역기전력의 고조파가 토크 리플을 결정하므로 역기전력 THD가 작은 순으로 토크 리플이
작은 것을 알 수 있다. 표 4는 극슬롯 조합에 따른 토크 특성을 비교한 것이다. 16극 18슬롯이 토크 10Nm을 만족하며 토크 리플이 5.3%로 가장 우수한 토크 특성을 가지는
것을 알 수 있다.
그림 6. 극슬롯 조합에 따른 토크 파형 (a) 토크 파형 (b) 토크 고속 푸리에 변환(FFT)
Fig. 6. Torque waveform for pole/slot combination (a) torque waveform (b) torque fast
fourier transform(FFT)
표 4 극슬롯 조합에 따른 토크 특성
Table 4 Torque characteristics for pole/slot combination
|
극/슬롯
|
권선 계수
|
전류
|
속도
|
토크
|
토크
리플
|
|
[-]
|
[-]
|
[Arms]
|
[rpm]
|
[Nm]
|
[%]
|
|
10/12
|
0.933
|
7
|
3214
|
9.2
|
16.5
|
|
10/15
|
0.866
|
7
|
3214
|
8.4
|
70.4
|
|
16/18
|
0.945
|
7
|
3214
|
10
|
5.3
|
|
20/24
|
0.933
|
7
|
3214
|
9.8
|
10.1
|
표 5는 극슬롯 조합에 따른 손실 분포와 효율을 나타낸다. 전동기의 동손은 저항에 비례하며 전류에 제곱 비례한다. 전류가 동일한 조건에서 비교하므로 동손은
저항에 의해 결정된다. 비교하는 전동기의 사이즈는 동일하고, 총 직렬 턴 수가 동일하더라도 저항은 엔드턴에 의한 영향을 받는다. 표 5에서 보이는 것과 같이 슬롯 수가 증가할수록 엔드턴 길이가 짧아지므로 저항이 감소하는 것을 알 수 있다. 동일한 전류에 대한 특성을 분석하므로 저항이
가장 작은 20극 24슬롯이 동손이 작은 것을 알 수 있다. 철손의 경우 자속포화도와 주파수에 의해 영향을 받는다. 극 수가 증가할수록 전기적 주파수가
증가하므로 철손이 증가한다. 표 5에서 보이는 것과 같이 극 수가 동일한 10극 12슬롯과 10극 15슬롯 모델은 철손이 비슷 하지만 극 수가 높은 16극 18슬롯, 20극 24슬롯
순으로 철손이 증가하는 것을 알 수 있다. 표 5에서 알 수 있듯이 AF-PMSM의 주된 손실은 동손이므로 동손이 가장 작은 20극 24슬롯이 높은 효율을 가지는 것을 알 수 있다.
표 5 극슬롯 조합에 따른 손실 및 효율
Table 5 Loss characteristic for pole/slot combination
|
극/슬롯
|
저항
|
와류손
|
철손
|
동손
|
효율
|
|
[-]
|
[Ohm]
|
[W]
|
[W]
|
[W]
|
[%]
|
|
10/12
|
0.73
|
0.06
|
22.3
|
149.7
|
94.73
|
|
10/15
|
0.63
|
0.05
|
23.0
|
130.5
|
94.84
|
|
16/18
|
0.57
|
0.08
|
35.3
|
117.8
|
95.64
|
|
20/24
|
0.49
|
0.09
|
41.8
|
101.9
|
95.85
|
3. 결 론
본 논문은 AF-PMSM의 분수 슬롯 집중권을 가지는 극슬롯 조합에 따른 전자계 특성을 분석하였다. 전동기의 토크 특성은 코깅 토크와 역기전력 고조파에
의해 결정되며, 극슬롯 조합에 많은 영향을 받는다. 코깅 토크와 역기전력 고조파는 각각 극 수와 슬롯 수의 최소공배수와 권선 계수에 결정되므로 이를
고려하여 총 4개의 극슬롯 조합(10극 12슬롯, 10극 15슬롯, 16극 18슬롯, 20극 24슬롯)을 선정하였다. 무부하 전자계 특성을 분석했을
때 코깅 토크는 극 수와 슬롯 수의 최소공배수로 주파수 성분이 나타났으며, 극 수와 슬롯 수의 최소공배수가 가장 큰 16극 18슬롯이 가장 작은 코깅
토크를 가졌다. 또한, 부하 특성을 비교했을 때 권선 계수가 가장 큰 16극 18슬롯이 큰 토크를 가졌으며 역기전력 고조파와 코깅 토크가 작아 토크
리플도 다른 모델 비해 가장 작게 나타났다. 효율의 경우 엔드턴이 가장 작은 20극 24슬롯에서 높게 나타났다. 전반적인 전자계 특성을 고려하였을
때, 출력과 효율이 높으면서 토크 리플과 코깅 토크가 낮아 진동 소음이 적은 극슬롯 조합으로는 16극 18슬롯 또는 20극 24슬롯이 유리할 것으로
분석된다. 하지만 극 수가 증가할수록 전기적 주파수가 증가하여 스위칭 주파수의 제한이 발생하므로 이를 고려한 극슬롯 조합 선정이 필요하다. AF-PMSM
설계 시 3D 해석으로 인해 설계 및 해석 시간이 오래 걸리므로 향후 해석적인 접근을 통한 전자계 특성 분석에 대한 연구도 필요하다.
Acknowledgements
This work was supported by the Korea Institute of Energy Technology Evaluation and
Planning(KETEP) and the Ministry of Trade, Industry & Energy(MOTIE) of the Republic
of Korea (No. RS-2024-00420625).
References
Massoud Pedram, “Energy-efficient datacenters,” IEEE Trans. Comput. Aided Design Integr.
Circuits Syst., vol. 31, no. 10, pp. 1465-1484, 2012. DOI:10.1109/TCAD.2012.2212898
J. Cui et al., “Current progress and future challenges in rareearth-free permanent
magnets,” Acta Mater., vol. 158, pp. 118-137, Oct. 2018. DOI:10.1016/j.actamat.2018.07.049
H. Tahanian, M. Aliahmadi and J. Faiz, “Ferrite Permanent Magnets in Electrical Machines:
Opportunities and Challenges of a Non-Rare-Earth Alternative,” IEEE Trans. Magn.,
vol. 56, no. 3, pp. 1-20, March 2020. DOI:10.1109/TMAG.2019.2957468
K. -Y. Yoon and B. -I. Kwon, “Optimal Design of a New Interior Permanent Magnet Motor
Using a Flared-Shape Arrangement of Ferrite Magnets,” IEEE Trans. Magn., vol. 52,
no. 7, pp. 1-4, July 2016. DOI:10.1109/TMAG.2016.2524505
W. Zhao, T. A. Lipo and B. -I. Kwon, “Comparative Study on Novel Dual Stator Radial
Flux and Axial Flux Permanent Magnet Motors With Ferrite Magnets for Traction Application,”
IEEE Trans. Magn., vol. 50, no. 11, pp. 1-4, Nov. 2014. DOI:10.1109/TMAG.2014.2329506
R. Tsunata, K. Izumiya, M. Takemoto, J. Imai, T. Saito and T. Ueno, “Designing and
Prototyping an Axial-Flux Machine Using Ferrite PM and Round Wire for Traction Applications:
Comparison With a Radial-Flux Machine Using Nd-Fe-B PM and Rectangular Wire,” IEEE
Trans. Ind. Appl., vol. 60, no. 3, pp. 3934-3949, May-June 2024. DOI:10.1109/TIA.2024.3371959
R. Tsunata, M. Takemoto, J. Imai, T. Saito and T. Ueno, “Impact of SMC Property on
Axial Flux Machine Employing Ferrite PM in Traction Applications,” 2024 International
Conference on Electrical Machines (ICEM), Torino, Italy, 2024. DOI:10.1109/ICEM60801
F. N. U. Nishanth, J. Van Verdeghem and E. L. Severson, “A Review of Axial Flux Permanent
Magnet Machine Technology,” IEEE Trans. Ind. Appl., vol. 59, no. 4, pp. 3920-3933,
Jul. 2023. DOI:10.1109/TIA.2023.3258933
K. Sitapati and R. Krishnan, “Performance comparisons of radial and axial field, permanent-magnet,
brushless machines,” IEEE Trans. Ind. Appl., vol. 37, no. 5, pp. 1219-1226, Sep. 2001.
DOI:10.1109/28.952495
L. Shao, R. Navaratne, M. Popescu and G. Liu, “Design and Construction of Axial‑Flux
Permanent Magnet Motors for Electric Propulsion Applications—A Review,” IEEE Access,
early access, pp. 1-1, Nov. 2021. DOI:10.1109/ACCESS.2021.3131000
T. A. Lipo, “Torque quality and comparison of internal and external rotor axial flux
surface-magnet disc machines,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 53, no. 3, pp. 822-830,
Jun. 2006. DOI:10.1109/IECON.2001.975992
R. Tsunata, M. Takemoto, J. Imai, T. Saito and T. Ueno, “A Proposal of an Axial-Flux
Permanent-Magnet Machine Employing SMC Core With Tooth-Tips Constructed by One-Pressing
Process: Improving Torque and Manufacturability,” IEEE Access, vol. 11, pp. 109435-109447,
2023. DOI:10.1109/ACCESS.2023.3321829
Rajesh Kumar, Dae Yong Um, Lars Sjöberg, Tushar Batra, Glynn Atkinson, “Electromagnetic
Analysis and Comparative Study of Surface-Mounted and Consequent Pole Axial Flux Permanent
Magnet Machines,” IEEE Access, vol. 12, pp. 188926-188939, 2024. DOI:10.1109/ACCESS.2024.3510424
Ren Tsunata, Kosuke Izumiya, Masatsugu Takemoto, Jun Imai, Tatsuya Saito, Tomoyuki
Ueno, “Designing and Prototyping an Axial-Flux Machine Using Ferrite PM and Round
Wire for Traction Applications: Comparison With a Radial-Flux Machine Using Nd-Fe-B
PM and Rectangular Wire,” IEEE Trans. Ind. Appl., vol. 60, no. 3, pp. 3934-3949, 2024.
DOI:10.1109/TIA.2024.3371959
A. M. El‑Refaie and T. M. Jahns, “Fractional‑slot concentrated‑windings synchronous
permanent magnet machines: Opportunities and challenges,” IEEE Trans. Ind. Electron.,
vol. 57, no. 1, pp. 107-121, Jan. 2010. DOI:10.1109/TIE.2009.2030211
I. A. Rudden, G. -J. Li, Z. -Q. Zhu, A. Duke and R. Clark, “Fractional-Slot Concentrated
Windings for Offshore Wind Turbine Generators: Opportunities and Challenges,” IEEE
Access, vol. 12, pp. 158766-158787, 2024. DOI:10.1109/ACCESS.2024.3486000
Nicola Bianchi, Michele Dai Prè, Luigi Alberti, Theory and Design of Fractional-slot
Pm Machines, CLEUP, pp. 29-31, 2007.
저자소개
She received the B.S. degrees in electrical engineering from Hongik University, Sejong,
South Korea, in 2022. She is currently pursuing the Ph.D. degree with the Department
of Electrical Engineering, Hanyang University, Seoul, South Korea.
She received the B.S. degrees in electrical engineering from Donga University, Busan,
South Korea, in 2022. She is currently pursuing the Ph.D. degree with the Department
of Electrical Engineering, Hanyang University, Seoul, South Korea.
She received the B.S. degree in electrical engineering and automation from Ningbo
University, Ningbo, Zhejiang, China, in 2019. She received the M.S. degree in pattern
recognition and intelligent systems from Nanjing University of Aeronautics and Astronautics,
Nanjing, Jiangsu, China, in 2022. She is currently pursuing the Ph.D. degree with
the Department of Electrical Engineering, Hanyang University, Seoul, South Korea.
He received the B.S. degree in electrical engineering and automation from Harbin Institute
of Technology, Shenzhen, China, in 2022. He is currently pursuing the Ph.D. degree
with the Department of Electrical Engineering, Hanyang University, Seoul, South Korea.
He received the M.S. degree from Hanyang University, Seoul, South Korea, in 1988,
and the Ph.D. degree in electrical engineering from Kyusyu University, Japan, in 1997.
In 1997, he joined Hanyang University, where he is currently a Professor with the
Department of Electrical and Bio-Engineering.