권태화
(Tae-Hwa Kwon)
1iD
조창두
(Chang-Doo Cho)
2iD
조창삼
(Chang-Sam Cho)
3iD
정병창
(Byoung-Chang Jeong)
†iD
-
(R&D Center, Realtech Co.,Ltd. Republic of Korea.)
-
(Business development team, Iljin Co,.Ltd. Republic of Korea.)
-
(Management Planning Team, Sejong Technopark, Republic of Korea.)
Copyright © The Korean Institute of Electrical Engineers
Key words
Grid Forming, Transient Current, Energy Storage System, Renewable Energy, Grid Stable Operation
1. 서 론
과거에는 소수의 대형 동기 발전기가 전력을 공급하였지만, 최근에는 신재생에너지의 비중이 높아지면서 전력망에서 인버터 기반 발전설비의 비중이 빠르게
증가하고 있다. 우리나라의 경우, 2024년말 기준으로 전체 발전설비 153GW중에서 태양광발전이 17.7%(27.1GW), 풍력발전이 1.5%(2.25GW),
연료전지발전이 0.7%(1.07GW)를 차지한다[1]. 이외에도 중앙정부 또는 지방자치단체의 지원을 받아서 설치한 BTM(beyond the meter) 태양광발전도 전력망에 연결되어 있다. 그러나
전력 공급량에서 인버터 기반 발전설비가 차지하는 비중은 높지 않다. 2024년 전체 발전량 595.6TWh 중에서 태양광발전이 5.5%(32.7TWh),
풍력발전이 0.6%(3.4TWh), 연료전지발전이 1.23%(7.3TWh)를 공급하였다.
인버터 기반 발전설비가 발전설비 용량에서 차지하는 비중은 높지만 공급하는 전력량은 낮은 상황이다. 그러나, 특정한 시간대를 보면 인버터 기반 발전설비가
차지하는 비중이 높아진다. 2025년 5월 4일 오전 10시 35분에는 BTM 태양광발전을 포함하여 태양광발전이 22.65GW를 공급하여 총수요 52.74GW의
42.9%를 공급한 것으로 추정된다[2]. 전력망에서 인버터 기반 재생에너지원이 차지하는 비중이 높아지면서 대형 동기 발전기와 비슷하게 인버터 기반 재생에너지원도 전력망의 안정적 운영에
기여하는 것이 요구된다[3].
재생에너지원에 사용하는 인버터를 제어하기 위하여 기존에는 계통의 전압을 추종하는 GFL(grid following) 제어를 사용하였다. GFL 제어는
수십년동안 최적화 되었지만, 계통 전압을 기준으로 출력을 제어하기 때문에 계통 전압이 강하게 유지되지 못하는 계통에서는 정상적으로 동작할 수 없다.
특히 계통에 전기 공급이 중단된 상태에서는 다른 발전설비에 의해서 전력망이 안정적으로 운영될 때까지 운전하지 못한다.
약한 계통에서 운전 할 수 없는 GFL 제어를 대체하여 최근에는 GFM(grid forming) 제어가 적용되고 있다. GFM 제어는 계통의 전압을
추종하지 않기 때문에 약한 계통에서도 안정적으로 운전할 수 있다. 또, GFM 제어는 스스로 전압과 위상각 기준값을 계산하기 때문에 계통의 블랙아웃
상황에서 전기를 공급하여 정전 상태에서 벗어날 수 있다[4-10].
최근에는 많은 업체에서 GFM 제어를 적용한 인버터를 출시하고 있다[9]. 그러나 GFM 제어가 적용된 인버터에 대한 기술적 요구 수준은 명확하게 정의되어 있지 않은 상황이다. 대표적으로 전력망에서 사고가 발생했을 때
GFM 인버터가 전력망에 고장전류를 어느 정도까지 공급해줘야 할지에 대한 의견도 분분한 상황이다[11]. 기존의 대형 동기 발전기는 정격 전류의 500%~700%에 해당하는 과도전류를 수십초동안 공급할 수 있다. 그러나 일반적인 인버터는 정격전류의
150%에 해당하는 과도전류를 수초 이내로 공급할 수 있어서 대형 동기 발전기의 과도전류 공급 능력과는 차이가 있다.
인버터에서 정격전류의 700% 과도전류를 공급할 수 있기 위해서는 인버터의 정격 용량을 처음부터 200~350%로 증가시켜야 하기 때문에 경제성이
낮아진다. 그런데, 인버터에서 일부 부품의 설계 기준값을 변경하면, 인버터 단가 5% 정도 상승으로 정격의 300%에 해당하는 과도전류를 공급할 수
있어 경제성을 확보할 수 있다.
본 논문은 외부 조건이 급격하게 변동하는 상황에서도 출력을 안정적으로 제어할 수 있는 개선된 GFM 제어기를 제안하였으며, 전력망에 정격 전류의 300%에
해당하는 고장전류를 공급할 수 있는 인버터 설계 기준을 제시하였다. 개발된 제어기와 인버터 설계기준는 시뮬레이션을 통하여 검증하였다.
2. GFM inverter 설계
에너지 저장장치에서 충전과 방전을 담당하는 인버터는 PCS라고 하며, 구성과 제어 블록은 그림 1과 같다. 정격전류의 300%에 해당하는 과도전류를 계통에 공급하기 위한 GFM 제어 인버터를 설계하였다.
그림 1. GFM 인버터 구조 및 제어 블록
Fig. 1. GFM inverter structure and control block
2.1 GFM 제어기
임피던스(X) 양단의 전압 크기를 각각 V1과 V2로 표현하고 V1과 V2의 전압 위상차를 δ로 정의하면 임피던스에서 유효전력과 무효전력은 다음과
같다[12].
식(1)과 식(2)은 그림 3과 같이 표현할 수 있다. V1을 수직축에 맞춰서 배치했을 때, V2가 V1과 같이 수직축에 배치되면 유효전력은 ‘0’이 된다. 만약 V2가 V1보다
위상이 앞선다면(V1의 왼쪽) 유효전력은 (-)가 된다. 반대로 위상이 뒤진다면(오른쪽) 유효전력은 (+)가 된다. 유효전력이 (+)이면 V1에서
V2로 유효전력이 공급된다. V2가 V1과 일치하면 cosδ=1이기 때문에 무효전력은 ‘0’이 된다. 또 위상차가 있어도 V2cosδ=V1이 되는
곡선에서는 무효전력이 ‘0’이 된다. V2cosδ가 V1보다 크면 무효전력은 (-)가 된다. V2가 커패시터처럼 무효전력을 공급하고 V1은 리액터처럼
무효전력을 소비한다. 반대로 V2cosδ가 V1보다 작으면 무효전력은 (+)가 된다.
그림 2. 전압의 크기, 위상 그리고 전력
Fig. 2. Voltage magnitude, phase and power
2.1.1 기존의 GFM 제어기
전형적인 GFM 제어기는 그림 3과 같다. GFM 제어기는 출력하는 전압의 크기와 위상각을 제어한다[4],[9-10].
전압 제어기는 d축과 q축 전압을 구분하여 제어하며, d축 전압(Vde*)은 ‘0’으로 유지하고 인버터의 출력단에서 측정된 전압의 크기(Eds와 Eqs로부터
계산)과 출력단 전압의 기준값(Vref_set)에 따라서 출력하는 q축 전압(Vqe*)을 제어한다. 인버터의 운전 모드에 따라서, 전압 제어기의 상위
제어기로 역률 제어기 또는 무효전력 제어기를 사용할 수 있다.
기본적인 위상각 제어기는 정격 주파수(frate)에 따라서 출력하는 위상각(δ*)을 증가시킨다. GFM 인버터가 PWM을 시작하는 순간 돌입 전류를
방지하기 위하여, 인버터가 정지한 상태(stop)에서는 위상각 동기화(Angle synch)를 수행한다. 동기화 제어를 위하여 GFM 제어기와는 별도로
PLL(phase loop-lock)을 사용하여 계통 전압의 위상각을 계산한다. PLL에서 계산된 계통 전압 위상각은 다음 제어주기에서 계통 전압
위상각(θn-1)과 이전 제어주기 GFM 인버터 위상각(δn-1)의 차이를 계산하는데 사용된다. 계산된 위상각 차이는 GFM 제어기에서 출력하는 위상각에
반영된다. 인버터가 동작하는 상태(run)에서는 유효전력 제어를 수행한다. 인버터의 유효전력(Pcnv)을 기준값(Pref_set)으로 제어하기 위하여
PI 제어기를 사용하여 GFM 제어기에서 출력하는 위상각을 보정한다.
그림 3. 전형적인 GFM 제어기
Fig. 3. Typical GFM controller
2.1.2 개선된 GFM 제어기
그림 3과 같은 전형적인 GFM 제어기를 사용하면 사고 또는 다른 이유로 계통의 전압 크기 또는 위상이 급격하게 변동할 경우 출력 안정화까지 오랜 시간이
소요된다. 특히 과도상태에서 큰 전류가 흐르기 때문에 전력용 반도체의 정격 전류를 높여야 한다. 과도상태에서의 전류 크기를 제어하기 위하여, GFL
제어와 같이 전류 제어기를 사용하기도 한다[4].
계통에서 사고가 발생하여 위상각이 급변한 경우를 그림 4에 설명하였다. 3상 전압(Ea, Eb, Ec)이 안정적일 때, 계통 전압의 정지좌표계 d축 전압(Eds)는 a상 전압과 동일하다. 그리고, 사용한
위상각에 따르면 동기좌표계 d축 전압(Ede, 점선)은 일정한 값을 유지한다. 유효전력을 일정하게 유지한다면 GFM 제어기 내부의 위상각(δGFM,
점선)은 일정하게 증가한다. 계통 전압의 위상각이 이동(그림 4에서는 90°)하면, 이상적인 경우 GFM 제어의 위상각(δideal, 실선)은 유효전력을 일정하게 유지하기 위해서 계통 전압 위상각과 동시에 변경되어야
한다. 그러나 제어기의 반응속도가 제한되기 때문에 GFM 제어기의 위상각은 이상적인 경우보다 느리게 변동한다. GFM 제어기에서 출력해야 할 위상각과
출력하는 위상각이 다르기 때문에 과도전류가 흐르게 된다.
그림 4. 계통 사고시 GFM 위상각 출력
Fig. 4. GFM phase output with grid fault
본 논문에서 개선된 GFM 제어기를 제안하였다. 계통 전압의 위상각 변화가 발생하면 동기좌표계 d-q축 전압에 변화가 발생하는 것을 이용하여, 계통
전압의 동기좌표계 d-q축 전압 변화를 감지하여 출력할 d-q축 전압 기준값에 전향 보상하며, 그림 5와 같다. 계통 전압의 변화를 전향보상하기 때문에 계통에서 사고가 발생해도 빠르게 출력을 안정화 시키고 과도전류의 크기를 감소시킬 수 있다.
전향 보상은 식(3), 식(4)와 같이 계산한다. 동기좌표계 d축 전압을 저역통과 필터로 처리하여 서서히 변동하는 값을 계산하여 실시간 값에서 빼는 방식으로 전향 보상항을 계산한다.
정지상태에서 GFM 제어기의 δ제어기는 식(5)와 같다.
동작상태에서 GFM 제어기의 δ제어기는 식(6)과 같다.
동작상태에서 개선된 GFM 제어기의 전압 제어기는 식(7), (8)과 같다.
그림 5. 개선된 GFM 제어기
Fig. 5. Modified GFM controller
2.2 인버터 HW 설계
본 논문에서 목표로 하는 인버터의 사양은 표 1과 같다. 에너지 저장장치용 PCS를 목표로 하며, 정격 용량은 유효전력 100kW에서 역률 0.9로 운전이 가능한 110kVA이다. 계통 전압의
크기 또는 위상 급변에 의한 과도 전류가 발생할 경우, 정격 전류의 300%에 해당하는 과도전류를 10초 동안 공급할 수 있으며, 정격 용량 110kVA의
110%에 해당하는 과전류를 연속적으로 공급할 수 있도록 냉각 시스템을 설계하였다.
본 논문은 인버터의 제어와 전기적 설계 과정 정리를 목표로 하고 있다. 제어는 앞절에서 설명하였으며, 이 절에서는 GFM 인버터 설계 과정에서 고려한
몇가지를 정리하였다.
2.2.1 전력용 반도체 소자
수십 kW 이상 인버터에서는 전력용 반도체 소자로 주로 IGBT를 사용한다. 사용할 IGBT를 선정하기 위해서는 인버터의 토폴로지, 냉각방식, 정격
전류, 그리고 출력 패턴을 고려한다. 출력 패턴은 냉각 시스템 설계를 위해서 필요하며, 에너지 저장장치용 PCS는 정격 용량으로 연속 동작하는 것으로
설계한다.
표 1. 인버터 목표 사양
Table 1. Specification of inverter
|
대분류
|
소분류
|
사양
|
|
정격 용량 [kVA]
|
110
|
|
정격 유효전력 [kW]
|
100
|
|
컨버터 방식
|
2-레벨
|
|
직류측
|
최고 전압 [V]
|
950
|
|
최저 전압 [V]
|
600
|
|
최대 전류 [A]
|
180
|
|
교류측
|
출력 방식
|
3P3W
|
|
정격 전압 [V]
|
380
|
|
정격 주파수 [Hz]
|
60
|
|
역률 범위
|
lead 0 ~ lag 0
|
|
THD
|
차수별 3% 이하
|
|
냉각 방식
|
강제 공냉식
|
|
제어
|
방식
|
GFM 선택가능
|
|
샘플링 [kHz]
|
10
|
|
PWM [kHz]
|
5
|
|
과전류 공급
|
10초
|
300%
|
|
연속
|
110%
|
인버터에서 IGBT의 전류 용량은 인버터 정격 실효 전류의 100~150%(수냉식 3-레벨) 또는 200~300%(공냉식 2-레벨) 범위에서 주로
선정한다. 그러나 정격 전류의 300%에 해당하는 과도 전류를 공급하기 위해서는 인버터 정격 실효 전류의 450% 이상 IGBT가 필요하다. 단 냉각
시스템 설계를 위한 손실 분석은 300%가 아닌 110%의 과전류 상태에서 수행한다.
IGBT 정격 용량이 인버터 정격 실효 전류의 300%에서 450% 이상으로 증가할 경우, IGBT 단가는 약 100% 상승하여 인버터 전체 재료비는
약 2.0% 상승한다.
2.2.2 고조파 필터 인덕터
IGBT의 스위칭에 의해서 발생하는 고조파가 계통으로 넘어가는 것을 방지하는 고조파 필터는 인덕터와 커패시터로 구성된 L-C 필터 구조이다. 여기에
변압기의 누설(Lls)을 추가하여 전체적으로 L-C-Lls의 구조로 설계하였다. 정상 상태에서는 이렇게 설계된 고조파 필터를 사용하면 최적의 성능을
보이지만, 과도 상태에서의 특성은 확인되지 않았다. 특히 과도 상태 전류의 크기를 확인할 필요가 있어서, 설계된 고조파 필터 파라미터를 적용하여 인버터의
과도 상태 시뮬레이션을 수행하였다. 계통 전압의 크기, 주파수 그리고 위상각 중에서 위상각 변화의 영향이 제일 큰 것으로 판단하였다. 표 2는 계통 전압의 위상각을 이동시켰을 때 고조파 필터의 인덕터 값에 따른 과도 전류 피크값을 보여준다. 제어는 전형적인 GFM 제어를 적용하였다.
설계된 고조파 필터 인덕터는 300uH이다. 인덕터가 300uH에서 600uH, 그리고 900uH로 증가할수록 피크 전류의 크기는 감소한다. 즉,
동일한 제어기를 적용해도 인덕턴스가 클수록 피크 전류가 줄어들기 때문에 과도 전류 공급 측면에서는 유리하다.
표 2. 인버터 피크전류 시뮬레이션 결과
Table 2. Simulation result of inverter peak current
|
구분
|
인버터측 인덕터
|
|
300uH
|
600uH
|
900uH
|
|
위상
이동
|
30°
|
650A
|
580A
|
530A
|
|
60°
|
1200A
|
1020A
|
900A
|
|
90°
|
1550A
|
1350A
|
1200A
|
그러나, 변압기와 선로 임피던스 등은 고정되어 있기 때문에, 피크 전류의 크기는 인덕턴스 증가에 반비례하여 감소하지 않는다. 그리고, 인덕턴스가 증가할수록
인덕터 양단의 전압 강하도 증가한다. 즉 인덕턴스가 증가할 경우, 동일한 전류가 흘러도 인덕터에서 전압 강하가 증가하기 때문에 동일한 교류 전압에서
인버터가 정상적으로 운전할 수 있는 직류 최저 전압도 높아진다. 또, 인덕턴스가 증가할수록 인덕터 단가도 증가한다.
인덕턴스가 증가할 때 장점과 단점을 고려하여, 300% 과도 전류를 공급하기 위한 인버터의 고조파 필터 인덕터는 600uH로 선정하였다. 300uH에서
600uH로 변경됨에 따라서 인덕터 단가는 약 60% 상승하였으며, 인버터 재료비는 약 3% 상승한다.
2.2.3 전류 센서
일반적인 인버터에서 전류센서는 제어의 정밀도를 위하여 정격 전류 피크값의 150%~200%를 측정할 수 있다. 그러나 300%의 과도 전류를 공급하기
위해서 인버터 전류 제어기는 리플을 고려하여 정격전류의 400%를 측정할 수 있어야 한다.
380V 110kVA 인버터의 정격 전류는 167Arms이다. 일반적인 인버터라면 150%의 전류를 측정할 수 있도록 설계하기 때문에 354Apeak까지
측정 할 수 있다. 12bit AD 컨버터를 사용할 경우, AD 컨버터 출력의 최하위 bit가 의미하는 전류는 0.173A가 된다. 그러나 최대 400%의
전류를 측정하도록 설계한다면, 전류 센서 회로는 945Apeak까지 측정해야하고 12bit AD 컨버터 출력의 최하위 bit가 의미하는 전류는 0.462A가
된다.
측정 정밀도를 고려한 3가지 전류 측정 방식을 그림 6에서 보여준다.
그림 6 (a)는 전류 센서 1개와 1개의 증폭회로를 사용한 방식이다. 945Apeak의 전류를 측정할 수 있는 센서와 945Apeak의 전류를 AD 컨버터에
입력할 수 있는 전압 범위로 변환하는 증폭회로가 필요하다. (b)는 전류 센서 1개와 2개의 증폭회로를 사용한 방식이다. 전류 센서는 945Apeak의
전류를 측정할 수 있어야 한다. 2개의 증폭회로 중에서 1개는 400Apeak까지를 AD 컨버터에 입력할 수 있는 전압 범위로 변환하고 다른 1개는
945Apeak까지를 AD 컨버터에 입력할 수 있는 전압 범위로 변환한다. 각각의 증폭회로는 별도의 AD 컨버터 채널에 연결된다. (c)는 전류 센서
2개와 2개의 증폭회로를 사용한 방식이다. 정상상태에서는 측정 범위가 350~400Apeak인 전류 센서를 사용하여 전류를 측정하고, 과도 상태에서
전류의 크기가 커지면 945Apeak의 전류를 측정할 수 있는 전류 센서로 전류를 측정한다.
그림 6. 전류 측정 방식
Fig. 6. Current measuring method
그림 6 (a) 또는 (b)를 적용할 경우 전류센서 단가는 약 100% 상승하여 인버터 재료비 단가는 약 1.3% 상승한다. (c)의 경우는 전류센서 단가가
약 200% 상승하여 인버터 재료비 단가는 약 2.6% 상승한다. (b)와 (c)의 경우 정상 상태와 과도 상태에서의 전류 측정 정밀도를 일정하게
유지할 수 있으며 정상상태에서 제어된 전류의 품질도 일반적인 인버터 수준으로 유지할 수 있다.
2.2.4 인버터 단가 변화
앞에서 정리한 것과 같이, 인버터에서 300%의 과도전류를 공급하기 위해서는 전력용반도체, 필터 인덕터, 그리고 전류 센서에서 약 6.3%의 재료비
상승이 발생한다. 또, 설계에서는 언급하지 않았지만, 교류측 차단기의 차단 전류를 높여야 할 경우 별도의 비용 상승이 발생한다.
차단기 비용 상승을 고려하지 않았을 때, 재료비가 6.3% 상승한다면 부대 비용도 같이 상승하기 때문에 300%의 과도전류 공급이 가능한 GFM 인버터
가격은 일반적인 계통연계 인버터에 비하여 5~6% 높을 것으로 예상된다.
3. 개선된 GFM 제어기 검증
3.1 시뮬레이션 모델의 구성
개선된 GFM 제어기를 검증하기 위하여 PSIM 기반 시뮬레이션 모델을 개발하였다. 시뮬레이션 모델을 구성하는 장치들은 그림 7과 같다. 2세트의 에너지저장장치와 저항성 부하로 구성되어 있다. 에너지저장장치 중에서 1세트(ESS1)는 CVCF로 제어하고, 다른 1세트(ESS2)는
GFM 제어기로 제어한다. 에너지저장장치의 파라미터는 설계값에 적용하였다. 에너지저장장치들은 6.46kV 선로를 통하여 연결된다. 부하는 저항으로
구성되어 있고, 정해진 시간에 계통에 연결되기도 하고 분리되기도 한다.
ESS1은 기동하면 전압과 주파수를 일정하게 유지하고, 2.5초에 출력하는 전압의 위상각을 이동하는 방식으로 계통에서 사고에 의한 위상 변화를 모의하였다.
ESS2는 1.0초에 기동 run을 지령하여 기동한다. GFM 제어는 유효전력 제어와 연결지점의 전력망 전압 제어를 수행한다. 시뮬레이션 모델에는
전형적인 GFM 제어와 개선된 GFM 제어를 적용하여 각각 시뮬레이션하였다.
그림 7. 시뮬레이션 모델의 구성
Fig. 7. Configuratin of simulation model
3.2 시뮬레이션 모델 동작
전형적인 GFM 제어기를 적용하여 시뮬레이션 모델의 동작을 검증하였다.
그림 8은 GFM 제어기의 계통 동기화를 보여준다. 정격 주파수를 ESS1은 60Hz로, ESS2는 60.01Hz로 설정하였다. 변수는 ESS1의 출력 주파수(fESS1_out),
ESS2의 출력 주파수(fESS2_out), 그리고 ESS2에서 인식하는 계통 주파수(fESS2_grid)이다. GFM 제어기의 계통 동기화는 크게
3구간으로 구성된다. 구간 1은 ESS2의 제어기를 초기화하는 구간이다. 시뮬레이션에서는 전류의 오프셋을 계산한다. 구간 2는 GFM 제어기에서 계통
전압의 위상각을 계산하여 GFM 제어기 출력 위상각을 계통 전압 위상각에 동기화하는 구간이다. ESS1에서 공급하는 전압이 낮기 때문에 PLL이 계통
주파수를 57Hz 인식한다. 참고로, GFM 제어기는 계통 전압이 설정값 이하일 경우 주파수를 57Hz로 인식하도록 설정되었다. 구간 3은 계통 전압이
설정값 이상으로 상승하면서 계통 주파수를 정상적으로 인식하여 GFM 출력 위상각을 계통 전압 위상각에 동기시키는 구간이다. ESS1의 출력 위상각(δESS1)과
ESS2의 출력 위상각(δESS2)의 차이(δESS1-δESS2)를 계산하여 ESS2의 출력 위상각 기준값에 보상한다. 동기화가 완료되면, ESS1의
출력 위상각과 ESS2의 출력 위상각이 일치한다.
그림 8. GFM 제어기의 계통 동기화
Fig. 8. Grid synchronization of GFM controller
그림 9는 GFM 제어에 의해서 유효전력이 제어되는 것을 보여준다. ESS2의 유효전력 기준값을 0kW에서 90kW(1.7초)로 변경했다. ESS2의 주파수
기준값은 60.01Hz이지만, 60Hz 계통에 유효전력을 공급하기 위하여 위상각 제어를 하기 때문에 60Hz로 제어된다. 또, 1.8초에 부하가 증가하여
ESS2의 유효전력(PESS2)은 90kW로 제어되고, ESS1의 유효전력(PESS1)은 약 45kW로 유지된다. 출력하는 유효전력이 달라지면서 ESS1의
교류측 전압(Vrms_ESS1)과 ESS2의 교류측 전압(Vrms_ESS2)도 같이 변동한다. 유효전력이 안정되면서 전압과 주파수도 안정된다.
그림 9. GFM 제어기의 출력 제어
Fig. 9. Power control of GFM controller
3.3 시뮬레이션 결과 비교
제어기는 전형적인 GFM 제어와 개선된 GFM 제어를 각각 적용하였으며, HW는 필터 인덕터는 600uH로 같이 적용하였다. 계통의 사고는 ESS1의
출력 전압 위상각을 2.5초에 90° 이동하는 것으로 하였다. 특히, 계통 전압 위상각보다 ESS2의 위상각이 앞설 때 ESS2에서 더 많은 유효전력이
계통으로 공급되기 때문에 ESS1의 위상각을 90° 느리게 이동하였다.
그림 10은 전형적인 GFM 제어기를 적용한 시뮬레이션 결과이다. ESS1의 위상각이 90° 느리게 이동하기 때문에 (-)로 감소하던 ESS1의 ab 선간전압(Vab_ESS1)이
2.5초 이후에 ESS2의 ab 선간전압(Vab_ESS2)보다 위상이 느려진다. 즉, 2.5초 이후에는 ESS2 제어기에서 출력하는 전압 위상각이
계통 전압 위상각보다 90° 앞서기 때문에 ESS2의 교류 전류가 급증한다. 특히 c상 전류(Ic_ESS2)는 -1350A까지 증가한다.
그림 11은 개선된 GFM 제어기를 적용한 시뮬레이션 결과이다. ESS1의 위상각은 전형적인 GFM 제어기 시뮬레이션과 동일하게 90° 느리게 이동한다. 개선된
GFM 제어기를 적용하면 계통 전압의 순간적인 변화에 빠르게 반응하기 때문에 교류 전류의 크기가 전형적인 GFM 제어기보다 작다. ESS2의 a상
전류(Ia_ESS2)는 -900A에서 최대값이 된다. 단, 전압 변화를 감지하기 위하여 저역통과필터를 사용하기 때문에 저역통과필터 출력에 시간 지연이
발생하여 전류의 크기가 감소하기까지는 더 많은 시간이 필요하다.
그림 12는 전형적인 GFM 제어기로 제어했을 때 인버터의 3상 출력 전류와 개선된 GFM 제어기로 제어했을 때 인버터의 3상 출력 전류를 직접 비교하였다.
전형적인 GFM 제어기에 비하여 개선된 제어기에서의 전류 크기가 감소한 것을 확인할 수 있다.
그림 10. 전형적인 GFM 제어기 시뮬레이션 결과
Fig. 10. Simulation result of typical GFM controller
그림 11. 개선된 GFM 제어기 시뮬레이션 결과
Fig. 11. Simulation result of modified GFM controller
계통 전압의 위상각이 이동했을 때, 전형적인 GFM 제어기와 개선된 GFM 제어기가 적용된 인버터의 출력전류 최고값을 표 3에 정리하였다. 고조파 필터 인덕터는 600uH를 사용하였다. 전형적인 GFM 제어기에 비하여 개선된 GFM 제어기의 최고 전류가 약 30%정도 작다.
그림 12. GFM 인버터 출력 전류 비교
Fig. 12. GFM inverter output current comparison
표 3. 최고 전류 비교
Table 3. Peak current comparison
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구분
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typical GFM
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modified GFM
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위상
이동
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30°
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580A
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410A
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60°
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1020A
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680A
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90°
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1350A
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900A
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4. 결 론
본 논문에서는 계통에서 사고가 발생했을 때 정격전류의 300%에 해당하는 과도전류를 공급할 수 있는 GFM 인버터 설계를 검토하였으며 개선된 GFM
제어기를 제안하였다. 결과를 요약하면 다음과 같다.
첫째, 계통 전압의 크기를 측정하고 제어기의 출력값에 전향보상하여 과도상태에서 인버터 출력 전류가 커지지 않도록 GFM 제어기를 개선하였다.
둘째, 정격보다 큰 과도전류를 공급하기 위해서는 고조파 필터 리액터, 전력용 반도체 소자 그리고 전류 측정회로의 설계 기준을 목표로 하는 과도전류에
맞춰야 한다. 필터 인덕터의 경우, 인덕턴스가 클수록 과도전류가 작아지지만 인덕터 단가도 높아지고 그만큼 외형 크기도 증가하기 때문에 개선된 제어기를
적용하여 단가 인상을 최소화하였다.
셋째, 계통에서 사고가 발생했을 때 전력변환장치에서 정격의 300%에 해당하는 고장전류를 공급하여 사고의 빠른 검출과 계통 안정화에 기여할 수 있다.
시뮬레이션 모델을 개발하여 설계 검토 결과와 개선된 제어기의 동작을 검증하였다. 향후에는 논문에서 제시된 설계 기준과 제어기를 적용한 시제품을 제작하여
실증을 진행 할 계획이다.
Acknowledgements
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과제고유번호
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2410007376
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과제번호
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P0025869
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부처명
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산업통상자원부
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과제관리기관명
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일진전기
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연구사업명
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국가혁신클러스터 고도화(전남)
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연구과제명
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문제상황 지속운전(FRT)을 위한 태양광 연계 능동형 조상설비 개발 및 실증
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과제수행기관명
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리얼테크
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연구기간
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2023.08.01 ~ 2025.12.31(2년 5개월)
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References
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, Real-time power supply and demand status
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D. B. Rathnayake, 2021, Grid Forming Inverter Modeling, Control, and Applications,
IEEE Access, Vol. 9, pp. 114781-114807
저자소개
He received his B.S. degrees from Department of Electronic and Electrical Engineering,
Seonam University, Korea in 2002 and his M.S. degrees from Department of Electrical
Engineering, Jeonbuk National University, Korea in 2004. He previously worked as a
researcher at Plaspo and GPhilos, and is currently a principal research engineer at
Realtech. His research interests include ESS PCS and power source.
He received the B.S. and M.S. degrees in Electrical Engineering from Myongi University,
South Korea, in 2010 and 2012, respectively. He is currently pursuing a Ph.D degree
at Myongi University. Since 2017, he has been working as a senior researcher at Iljin
Electric Co., Ltd. His main research interests include power system protection systems.
He earned his B.A. in Economics from Chung-Ang University(2008) and his M.S. in Applied
Statistics from Korea University(2023). He is currently a Ph.D. candidate at Chungbuk
National University. His research interests include big data analytics.
He received his M.S. and Ph.D. degrees from Department of Electrical Engineering,
Jeonbuk National University, Korea in 2000 and 2006. He previously worked as a researcher
at Hyosung Heavy Industries and Realtech, and is currently a manager at LS ELECTRIC.
His research interests include microgrid control and ESS operation in the grid.