2.1 멀티 코일 패드 형상 및 정렬 오차에 따른 결합 특성

본 연구에서는 그림 2 - (a)와 같이 서로 직교하는 수평 방향 자속을 생성하는 DDP (Double-D Pad) 구조 기반의 A·B상 코일과 수직 방향 자속을 생성하는 CP 구조 기반의 C상 코일을 조합한 DDP-CP 혼합 멀티 코일 패드를 적용한다. 이때, 그림 2 - (b)와 같이 송신 패드는 544·544 [mm]의 외형으로 설계하였으며, 그림 2- (c)와 같이 수신 패드 또한 동일한 멀티 코일 패드 구조를 적용하되 차량 탑재와 최대 외부 자속 방출량 제한을 고려하여 375·375 [mm]로 선정하였다^[9]. 이에 따라 패드의 대칭성과 SAE J2954에서 제시하는 정렬 오차 범위를 고려하여 x축 및 y축 방향으로 ±100 [mm], z축 방향으로 100 ~ 170 [mm] 이격 조건에서 각 상별 결합 계수를 분석한 결과를 그림 3에 나타내었다.

그림 2. 3상 멀티 코일 송·수신 패드 형상

Fig. 2. Structure of 3-phase multi-coil transmission & reception pad

그림 3. 정렬 오차에 따른 상별 결합 계수

Fig. 3. Coupling coefficient between pads of each phase according to misalignment

그림 4는 송·수신 패드 간 (+$\Delta$x, +$\Delta$y) 방향으로 정렬 오차가 발생한 경우, 쇄교 자속 양상을 나타낸 것이다. 그림 4 - (a)와 4 - (b)와 같이 (+$\Delta$x, +$\Delta$y) 이격 조건에서는 수신 패드가 송신 패드의 A상 방향으로 치우치게 된다. 이때 그림 4 - (c)와 같이 송신 A상 코일과 수신 a상 코일의 이격 거리가 증가해 두 코일 간 쇄교 자속이 감소하고 그림 3의 결합 계수 kAa와 같이 결합 성능이 약화되는 경향을 보인다. 하지만, 송신 A상 코일에서 발생한 자속이 수신 c상 코일과 더 많이 쇄교되어 그림 3의 결합 계수 kAc와 같이 두 코일 간 결합 계수가 향상되므로, 송신 A상 코일의 전체 전력 전달 성능은 그림 3- (c)의 kA와 같이 향상된다^[9]. 마찬가지로, 그림 4 - (d)와 같이 송신 C상 코일과 수신 c상 코일의 결합 kCc는 약화되지만 송신 C상 코일에서 발생한 자속이 수신 a상 코일과의 쇄교가 증가하여 두 코일 간 결합 성능 kCa이 향상되는 경향을 보인다. 반면 송신 B상 코일은 수신 패드의 모든 상과 이격이 증가함에 따라 수신 패드와의 쇄교 자속이 감소하여 결합 성능이 전반적으로 약화된다. 이러한 결합 특성은 패드의 대칭 구조에 의해 (-$\Delta$x, -$\Delta$y) 이격 조건에서도 동일하게 나타나는 것을 그림 3에서 확인할 수 있다. 반대로 (-$\Delta$x, +$\Delta$y) 및 (+$\Delta$x, -$\Delta$y) 이격 조건에서는 수신 패드가 송신 패드의 B상 방향으로 치우치면서 송신 B상 코일의 쇄교 자속이 증가하고 결합이 강화되는 반면, A상 코일은 상대적으로 이격이 커져 결합 성능이 약화되는 경향을 보인다. 이때, 송신 C상 코일은 수신 b상 코일과의 결합 향상으로 수신 c상 코일과의 결합 저하를 보완하는 양상이 나타난다.

반면 수직 이격이 증가하는 경우, 송·수신 패드 간 이격 거리가 증가해 수신 패드에 쇄교되는 자속량이 전체적으로 감소하게 된다. 이때 DDP 구조 기반 A상과 B상 코일은 수평 방향으로 쇄교하는 자속이 약화되면서 결합 성능이 크게 감소한다. 반면 CP 구조 기반의 C상 코일은 중심부에서 형성되는 수직 자속 성분을 기반으로 상대적으로 높은 결합 성능이 유지되는 특성을 보인다.

이러한 결합 특성 분석 결과를 기반으로, 본 연구의 패드 구조에서는 C상이 정렬 오차 전 범위에서 비교적 높은 결합 성능을 유지하므로, 선택 구동 적용 시 C상을 상시 구동하고 A상과 B상 중 결합 성능이 우수한 상을 추가로 구동하는 방식을 적용한다. 즉, (+$\Delta$x, +$\Delta$y) 및 (-$\Delta$x, -$\Delta$y) 이격 조건에서는 A상의 결합 성능이 상대적으로 우수하므로 A상과 C상을 선택적으로 구동하고, (-$\Delta$x, +$\Delta$y) 및 (+$\Delta$x, -$\Delta$y) 이격 조건에서는 B상의 결합 성능이 상대적으로 우수하므로 B상과 C상을 선택적으로 구동한다.

그림 4. 각 상별 송·수신 패드 간 쇄교 자속 및 결합 양상(@ (+$\Delta$x, +$\Delta$y) 이격 조건)

Fig. 4. Magnetic flux and coupling appearance between transmission and reception pads for each phase (@ (+$\Delta$x, +$\Delta$y) condition)

2.2 멀티 코일 패드 구동을 위한 IPT 컨버터 회로 구성

선택 구동을 구현하기 위해서는 각 상을 독립적으로 구동할 수 있는 전력 변환 구조가 요구된다. 이에 본 연구에서는 그림 5와 같이 송신부에 3병렬 Full-Bridge 인버터 구조를, 수신부에 3병렬 정류 회로를 적용하여 A·B·C 각 상이 전기적으로 독립된 경로를 갖도록 구성하였다. 이 구조를 통해 각 상별 보상 네트워크를 독립적으로 설계할 수 있으며, 각 상의 인버터 구동을 제어함으로써 선택 구동 구현이 가능하다. 다만, 멀티 코일 패드는 패드 내 코일 간 결합으로 인해 비구동 상에도 유도 전압이 인가되어 순환 전류가 도통할 수 있어 송신부 A상과 B상에 각각 릴레이 SW_A와 SW_B를 추가로 적용하였다. 따라서 특정 상의 구동을 제한할 때에는 해당 상의 Full-bridge 인버터 PWM을 차단하여 전원 공급 및 스위칭 동작을 중단하고, 동시에 릴레이를 차단해 해당 코일의 전류 경로를 차단하는 방식으로 선택 구동을 구현하였다. 예를 들어 송신 B상 패드와 C상 패드를 선택적으로 구동하는 경우, A상의 PWM을 차단하고 A상의 릴레이를 차단함으로써 선택 구동을 구현할 수 있다.

그림 5. 멀티 코일 패드 구동을 위한 IPT 컨버터

Fig. 5. IPT converter for multi-coil pad driving

또한, WPT 시스템은 송·수신 패드의 유도성 성분이 지배적이므로, 전력 전달에 기여하지 않는 무효 전력 성분이 크게 발생한다. 이로 인해 동일한 유효 전력을 전달하기 위해 요구되는 피상 전력이 증가하고, 송신측 인버터 및 패드가 부담하는 소자 정격이 상승할 수 있으며, 패드 권선과 전력 반도체에 도통하는 순환 전류가 증가해 도통 손실을 키움으로써 시스템의 전체 효율을 저하시킬 수 있다. 따라서 무효 전력을 최소화하고 순환 전류에 의한 손실을 저감하기 위해 WPT 시스템에는 패드의 유도성 성분을 상쇄할 수 있는 보상 네트워크 설계가 필수적이다.

정렬 오차에 따라 상별 결합 성능이 변화하는 본 시스템에 정전압 출력 특성의 보상 네트워크를 적용할 경우, 결합 성능이 우수한 상에서 형성되는 전압이 출력 전압을 결정하게 되고, 결합 성능이 낮은 상은 수신측의 정류 다이오드가 역바이어스되어 전류가 도통하지 못하게 된다. 이로 인해 결합 성능이 우수한 상만 전력 전달에 참여하게 되어 3병렬 구조에서 상별 전력 분담이 제한된다. 따라서 본 시스템에서는 정렬 오차 조건에서도 전력 분담이 가능하도록 정전류 출력 특성의 보상 네트워크를 고려하였고, 그중에서도 대용량 WPT 시스템에서 수동소자와 패드 권선의 전압 및 전류 스트레스 저감에 유리한 LCC-LCC 보상 네트워크를 적용하였다.

IPT 컨버터는 고효율 동작을 위하여 송신측의 폴전압과 입력 전류를 동상으로 유지하는 ZPA (Zero phase angle) 추종 제어를 수행할 수 있다. 단상 시스템에서는 일반적으로 ZPA 동작을 위해 주파수 제어를 적용할 수 있으나 ^[10], 3상 시스템에서 주파수 제어를 적용할 경우, 모든 상의 주파수를 함께 조절하게 되고 정렬 오차에 따른 상별 파라미터 변화가 서로 달라 모든 상에서 동시에 ZPA 동작을 만족시키기 어렵다. 따라서 코일의 크기가 가장 크고 패드의 중앙에 위치해 정렬 오차 허용 범위 내에서 비교적 안정적인 결합을 유지하는 C상은 주파수 제어를 통해 ZPA 동작을 만족하도록 하였다. 반면, 정렬 오차에 따른 임피던스 변동 폭이 상대적으로 큰 A상과 B상은 등가 직렬 커패시턴스의 크기를 조절하는 SCC (Switch-Controlled Capacitor) 제어를 추가로 적용하여 ZPA 동작을 만족하였다. SCC 제어는 그림 6과 같이 스위치 S_a, S_b 제어를 통해 직렬 커패시턴스 C_fx로 흐르는 전류 I_C_fx를 조절함으로써 유효 직렬 커패시턴스의 크기를 조절하는 방식이다^[11]. 이를 통해 스위칭 주파수와 무관하게 정렬 오차로 인한 송신 코일의 자기 인덕턴스 변화를 보상하고 ZPA 동작을 만족시킬 수 있다. 그림 7은 SCC 제어 적용에 따른 송신측의 폴전압 및 입력 전류와 SCC 스위치 및 커패시터에 도통하는 전류를 나타낸 것이다. SCC 제어 적용 전에는 정렬 오차로 인한 각 상별 입력 임피던스 변화가 서로 달라, C상을 기준으로 ZPA를 만족하는 주파수로 구동할 경우 7 - (a)와 같이 A상과 B상은 동일 주파수에서 ZCS (Zero Current Switching) 영역으로 동작할 수 있다. 이로 인해, 바디 다이오드의 역회복 전류에 의한 전력 반도체 소자 소손 가능성이 존재한다. 반면, A상과 B상에 SCC 제어를 적용하면 그림 7 - (b)와 같이 입력 임피던스 위상각이 변화하여 C상의 ZPA 동작 주파수에서도 A상과 B상이 ZVS (Zero Voltage Switching) 동작 영역에 위치하게 된다. 이를 통해 정렬 오차로 인한 송신 코일 각 상의 자기 인덕턴스 변화를 보상하고 안정적인 ZVS 동작을 만족할 수 있다.

그림 6. 임피던스 매칭을 위한 SCC 제어

Fig. 6. Switch-controlled capacitor method for impedance matching

그림 7. SCC 제어에 따른 IPT 컨버터 동작 특성

Fig. 7. Phase angle of impedance by phase according to SCC control

2.3 IPT 컨버터 보상 네트워크 설계

본 연구의 3상 IPT 컨버터는 3상 승압형 PFC 컨버터를 통해 전력을 공급받는 것을 가정하여 입력 전압을 최소 전압 550 [V]로 선정하였다. IPT 컨버터는 출력 전압 제어를 별도로 수행하지 않으며, IPT 컨버터 출력에 DC-DC 컨버터를 연결해 배터리 측 출력을 제어한다고 가정한다. 이에 따라, DC –DC 컨버터의 동작 범위와 전력 반도체의 정격을 고려해 출력 전압을 최대 850 [V]로 제한하였다. IPT 컨버터의 스위칭 주파수는 무선 충전 표준 규격 SAE J2954에 따라 79 ~ 90 [kHz] 범위에서 동작하도록 설정하였으며, Full-Bridge 인버터의 안정적인 ZVS 동작 확보를 위해 구동하는 모든 상의 턴 오프 전류를 10 ~ 15 [A] 범위로 제한한다. IPT 컨버터의 주요 동작 조건은 표 1에 정리하였다.

본 연구에서는 보상 네트워크 설계를 위해 SAE J2954에서 권장하는 동작 주파수 대역을 고려하여 공진 주파수를 85 [kHz]로 선정하였고, 보상 네트워크의 설계 기준점(design point)은 (X, Y, Z) = (0, 0, 170) [mm] 조건으로 설정하였다. 이는 수평 자속을 생성하는 A·B 코일의 결합 양상이 대칭적으로 형성되어 상별 결합 특성이 비교적 균일하게 나타나며, 송신 A·B·C 코일과 수신 a·b·c 코일 간 동상 결합 성능을 중심으로 보상 네트워크 설계가 가능하기 때문이다. 또한, z = 170 [mm] 정렬 조건에서는 결합 성능이 상대적으로 낮으므로, 해당 조건에서 목표 전력 전달을 만족하도록 설계를 수행할 경우, 모든 이격 조건에서 원활한 전력 전달이 가능하다. 더불어 (X, Y, Z) = (0, 0, 170) [mm] 정렬 조건에서는 상별 결합 특성이 유사하므로, 보상 네트워크 설계 시 각 상이 정격 전력 50 [kW]를 동일하게 분담하도록 설계할 수 있다.

입력 및 출력 전압 조건은 설계 기준점에서의 안정적인 전력 전달과 정렬 오차에 따른 운전 범위를 동시에 고려하여 선정하였다. 식 (1)과 같이 LCC-LCC 보상 네트워크는 정전류 출력 특성을 가지며, 출력 전류 $I_o$는 상호 인덕턴스 $M$와 입력 전압 $V_{in}$에 비례하고 공진 주파수 $\omega_o$ 및 보상 인덕턴스 $L_{in}$과 $L_o$에 반비례한다. 따라서 정렬 오차 변화로 상호 인덕턴스가 변동할 경우, 동일 구동 조건에서 출력 전류가 변동하므로, 목표 출력 조건을 유지하기 위해 입력 전압을 조정할 수 있다. 이에 따라 본 연구에서는 상호 인덕턴스가 상대적으로 작은 설계 기준점에서 IPT 컨버터의 최대 입력 전압 850 [V]를 기준으로 기본 운용 조건을 설정하였다.

또한, IPT 컨버터의 출력 전압도 상호 인덕턴스 변화에 따른 목표 출력 전력 달성을 위한 출력 전압 변동 범위를 고려하여 설정하였다. 식 (1)에 따라 상호 인덕턴스가 변동하면 동일한 구동 조건에서 출력 전류가 변동하며, 식 (2)로 나타나는 출력 전력 관계에서 목표 출력 전력을 유지하기 위해서는 출력 전압을 변동시킬 필요가 있다. 이에 따라 보상 네트워크 설계 기준점에서의 상호 인덕턴스를 기준으로 정렬 오차에 따라 변화하는 상호 인덕턴스의 최대 및 최소 변동 범위를 파악하였다. 이후, IPT 컨버터의 출력 전압 범위 (100 ~ 850 [V]) 내에서 상호 인덕턴스 변동 범위를 만족하며 전 운전 영역에서 목표 출력 전력 만족이 가능한 출력 전압으로 400 [V]를 최종 선정하였다.

보상 네트워크 파라미터는 앞서 선정한 설계 기준점을 기반으로 LCC-LCC 보상 네트워크의 수식 분석을 통하여 도출하였다. 먼저 식 (2)의 출력 전력 관계식을 이용하여 목표 출력 전력을 만족하기 위한 보상 인덕턴스 $L_{in}$과 $L_o$의 곱을 도출하였다. 이후 인덕터의 실제 구현과 도통 전류에 따른 손실을 종합적으로 고려하였고, 추후 IPT 컨버터의 양방향 동작을 고려해 $L_{in}$과 $L_o$을 대칭 구조로 설계하여 $L_{in}$ = 23.5 [$\mu$H], $L_o$ = 25 [$\mu$H]로 선정하였다. 이때, 보상 네트워크 설계 조건인 (0, 0, 170) [mm] 조건에서는 3상이 동일하게 전력을 분담하므로, 각 상의 보상 인덕턴스 크기는 동일하다. 이후, 선정한 보상 인덕턴스를 기준으로 공진 주파수 조건에서 식 (3)을 통해 각 상의 직렬 커패시터 ($C_p$, $C_s$)를 산출하였다. 또한, 식 (4)와 식 (5)를 통해 동일한 공진 주파수 조건에서 보상 인덕터와 병렬로 연결된 커패시터 성분을 포함한 등가 임피던스를 유도하여, 병렬 커패시터 ($C_f$, $C_f'$)를 각각 선정하였다.

마지막으로 SCC 제어 적용을 위한 커패시턴스 $C_{fx}$를 선정하기 위해 앞서 설계한 보상 네트워크 파라미터를 IPT 컨버터에 적용해 모든 운전 영역에서 C상을 기준으로 ZPA 동작 주파수를 선정하고 A·B상이 유도성 영역에서 동작 가능하도록 입력 임피던스 위상 조건을 만족하는 직렬 커패시턴스 범위를 도출하였다. 도출된 요구 범위를 만족하기 위해, 식 (6)을 통해 직렬 커패시터 $C_f$와 SCC 커패시터 $C_{fx}$를 조합하여 등가 직렬 커패시턴스 $C_{eq}$를 가변할 수 있도록 설계하였다 ^[11]. 이때, SCC 스위치의 도통 구간이 증가할수록 스위치 도통 손실이 증가할 수 있으므로, 도통 구간을 최소화할 수 있도록 $C_f$와 $C_{fx}$ 조합을 최적화하였고, SCC 제어 적용 시 1200 [V] 급 상용 MOSFET 적용을 가정하여 SCC 커패시터 $C_{fx}$에 인가되는 전압이 최대 800 [V]가 넘지 않도록 최종 커패시턴스 값을 선정하였다. 최종 보상 네트워크 설계 파라미터는 표 2와 같다.

멀티 코일 패드의 구동 방식에 따른 IPT 컨버터의 동작 특성은 PSIM 기반 시뮬레이션을 통해 검증하였다. 모든 이격 조건에서 동시 구동과 선택 구동이 정상 동작함을 확인하였으며, 이때 각 상의 턴 오프 전류는 10 ~ 15 [A] 수준으로 유지되도록 제어하였다. 그림 8은 동시 구동과 선택구동을 적용했을 때의 상별 전압 및 전류 파형을 비교하여 나타낸 것으로, 동시 구동에서는 A, B, C상에 전압이 인가되어 전류가 분산되는 반면, 선택 구동에서는 비구동 상의 전압 인가와 전류 도통이 차단되고 구동 상으로 전력이 전달됨을 확인할 수 있다.

그림 8. 구동 방안에 따른 IPT 컨버터 동작 파형

Fig. 8. IPT converter operating waveform according to driving method

3.1 손실 분석 조건 및 범위 선정

최적 구동 방안 선정을 위한 손실 분석은 이격 조건별 결합 성능 변동을 고려하여 대표 조건으로 (X, Y, Z) = (0, 0, 100) [mm], (0, 0, 170) [mm], (-50, -50, 100) [mm], (-50, -50, 170) [mm], (-100, -100, 100) [mm], (-100, -100, 170) [mm]를 선정하였다.

IPT 컨버터의 전달 전력은 정렬 오차에 따른 결합 성능과 입·출력 전압 조건에 의해 결정되며, 본 연구에서는 입력 전압의 하한 (550 [V])이 존재한다. 또한, IPT 컨버터에 적용된 LCC-LCC 보상 네트워크는 식 (1)과 같이 정전류 출력 특성을 가지며, 식 (2)의 출력 전력을 갖는다.

먼저, 저전력 구간에서 동시 구동을 적용하면 3상이 모두 동작하여 전체 결합 성능이 증가하고, 동일 구동 조건에서 선택 구동 대비 전달 전력이 증가한다. 이때 IPT 컨버터의 최소 입·출력 전압 조건과 송·수신 패드 간 결합 성능이 가장 낮은 최대 이격 조건에서 동시 구동 적용 시, 식 (2)의 출력 전력 식에 따라 전달 가능한 최소 출력 전력이 약 12 [kW] 수준으로 산정되었고, 해당 조건에서 시뮬레이션을 통해 검증한 결과 동일한 양상을 확인하였다. 따라서 실제 운용 시 결합 성능이 증가할수록 동시 구동의 전달 전력이 12 [kW]보다 높게 형성되게 된다. 이로 인해, 실제 시스템의 설계 마진을 고려하면 목표 출력이 15 [kW] 미만인 구간에서는 동시 구동 적용 시 출력 전력이 목표 전력보다 높게 형성될 수 있다. 따라서 본 연구에서는 15 [kW] 미만 부하 조건에서 정렬 오차와 무관하게 선택 구동을 적용하는 운용을 전제로 한다.

반대로 고전력 구간에서 선택 구동을 적용하면 2상만으로 전체 전력을 분담하므로 출력 전력이 증가할수록 상별 전력 부담이 빠르게 증가한다. 본 시스템은 3상 전력 분담을 통해 소자 정격 및 열 스트레스를 완화하도록 설계되었으며, 이에 따라 상별 전력 반도체와 패드 권선의 정격을 각 상 최대 20 [kW] 수준으로 설계하였다. 이때, 수평 이격이 발생하지 않는 정렬 조건에서 선택 구동 적용 시, 두 상이 각각 약 20 [kW]의 전력을 분담할 수 있으므로, 총 40 [kW]의 출력이 가능하다. 그러나 정렬 오차가 발생하면 상별 결합 성능 차이로 인해 결합 성능이 우수한 상으로 전력이 집중되어 전력 불균형이 발생할 수 있으며, 이로 인해 특정 상이 20 [kW]를 초과할 가능성이 존재한다. 특히 실제 운용에서는 설계 마진까지 고려해야 하므로, 본 연구에서는 30 [kW] 초과 구간에서 정렬 오차와 무관하게 동시 구동을 적용하는 운용을 전제로 한다.

결과적으로, 15 [kW] 미만 조건에서는 동시 구동 적용 시 목표 대비 출력 전력이 과도하게 형성될 수 있으므로 선택 구동을 적용하고, 30 [kW] 초과 조건에서는 상별 정격 초과 가능성을 방지하기 위해 동시 구동을 적용한다. 이를 바탕으로 15 ~ 30 [kW] 부하 범위에서 정렬 오차 조건별 손실 분석을 수행하여 멀티 코일 패드의 최적 구동 알고리즘을 도출한다.

3.2 구동 방안별 손실 분석을 위한 시뮬레이션

손실 분석은 회로 동작 시뮬레이션을 기반으로 수행하였다. 구동 방식 및 정렬 오차 조건에 대해 목표 출력 전력을 만족하는 동작점을 설정한 뒤 해당 동작점에서 손실 항목별 분석을 진행하였다.

손실 산정 항목은 1차측 MOSFET 스위칭 손실 및 도통 손실, 보상 네트워크 손실, SCC 스위치의 스위칭 손실 및 도통 손실, 2차측 정류기의 다이오드 손실, 패드의 동손 과 철손이다. 특히, 무선 전력 전송 시스템에서 가장 큰 손실이 발생하는 패드 철손의 경우, 정렬 오차 및 구동 방식에 따라 코어 내 자속 분포가 달라지므로, 그림 9와 같이 FEA 시뮬레이션 모델을 구성하여 코어 자속 분포를 계산하였고, 그 결과는 그림 10과 같다. 도출된 자속 밀도 분포 및 자속 크기 변화를 식 (7)의 Steinmetz 방정식에 적용하여 철손을 산정하였다. Steinmetz 방정식의 지수는 코어의 재질마다 다르며, 본 시스템에서는 PC95 재질을 기반으로 지수를 선정하고 동작 주파수와 자속 분포에 따라 손실을 도출하였다. 이와 같이 회로 시뮬레이션 기반 전기적 손실과 FEA 시뮬레이션 기반 자기 손실을 통합하여, 정렬 오차 및 부하 조건에서 구동 방안별 손실 및 효율을 분석하였다.

그림 9. FEA 시뮬레이션 모델

Fig. 9. FEA simulation model

그림 10. FEA 시뮬레이션을 통한 구동 방안별 자속 분포

Fig. 10. Magnetic flux distribution by driving method through FEA simulation

3.3 멀티 코일 패드 구동 방안별 손실 분석 결과

그림 11과 표 3은 부하 및 이격 조건에 따른 구동 방안별 손실 분석 결과와 효율을 각각 나타낸 것이다. 선택 구동은 결합 성능이 낮은 상에서 발생하는 전력 반도체 손실, 보상 네트워크 손실, 패드 손실을 줄여 총 손실을 저감할 수 있다는 장점이 있다. 다만, 부하가 증가할수록 각 상이 분담하는 전력이 커져 전력 반도체 및 패드 권선의 손실이 빠르게 증가할 수 있으며, 전류 증가에 따라 코어 자속이 커지면서 패드 철손 또한 증가할 수 있다.

그림 11. 부하 및 이격 조건에 따른 구동 방안별 손실 분석 그래프

Fig. 11. Loss analysis for each driving method based on load and separation conditions

그림 11 - (a), (b), (c)와 같이 (0, 0, 100) [mm], (0, 0, 170) [mm] 및 (-50, -50, 100) [mm] 이격 조건의 경우, 15 ~ 30 [kW] 전 부하 범위에서 선택 구동의 총 손실이 동시 구동 대비 더 적게 발생한다. 이는 세 이격 조건 모두 송·수신 패드 간 결합 성능이 우수하여 목표 출력 달성을 위한 전류가 비교적 낮게 유지되므로, 부하가 증가하더라도 각 상에 도통하는 전류가 과도하게 증가하지 않기 때문이다. 따라서 부하가 증가할수록 2개의 상으로 전력을 분담하는 선택 구동의 도통 손실 및 패드 손실이 증가하여 두 구동 방안 간의 효율 차이가 감소하더라도 전 부하 범위에서 선택 구동의 총 손실이 더 낮게 유지된다. 이에 따라 표 3에서 확인할 수 있듯이 (0, 0, 100) [mm] 조건에서는 15 [kW]에서 선택 구동 적용 시 동시 구동 대비 약 1.45% 높은 효율을 보이며 부하 증가로 인해 효율 차이가 감소하더라도 30 [kW]에서 약 0.48%의 효율 우위를 유지한다. 마찬가지로 (0, 0, 170) [mm] 이격 조건과 (-50, -50, 100) [mm] 이격 조건에서도 동일한 양상이 확인된다.

반면 11 - (d), (e), (f)와 같이 송·수신 패드 간 결합 성능이 상대적으로 낮은 (-50, -50, 170) [mm], (-100, -100, 100) [mm] 및 (-100, -100, 170) [mm] 이격 조건의 경우, 경부하 구간에서 선택 구동이 우세하나 25 [kW] 이상 부하 조건에서는 동시 구동의 효율이 더 우세한 것을 확인할 수 있다. 이는 정렬 오차 증가로 인해 전체 결합 성능이 저하되어 동일 출력 조건에서 송·수신 패드의 권선 및 보상 네트워크에 도통하는 전류가 증가하고, 부하가 증가할수록 2상으로 전력을 분담하는 선택 구동의 도통 전류가 빠르게 증가하기 때문이다. 이에 따라 MOSFET, SCC 및 보상 네트워크 도통 손실과 패드의 동손이 크게 증가하고, 전류 증가에 따른 자속 크기 증가로 패드 철손 또한 급격하게 증가한다. 반면, 동시 구동은 3상 전력 분담을 통해 상전류와 자속 증가가 완만하게 나타나 중부하 동작 시 총 손실이 더 낮게 형성된다. 따라서 표 3과 같이 (-50, -50, 170) [mm] 조건에서는 15 [kW]에서 선택 구동 적용 시 동시 구동 대비 약 0.73% 우세하나 25 [kW] 부하 조건에서 동시 구동이 더 우세해지며 약 0.35% 더 높은 효율을 보인다.

결과적으로 수평 이격이 존재하지 않는 정렬 조건에서는 각 상의 결합 성능이 유사하게 형성되어 목표 출력 달성을 위해 각 상이 부담하는 전력과 도통 전류가 비교적 균일하게 형성된다. 따라서, 15 ~ 30 [kW] 부하 범위에서는 손실이 발생하는 구동 상 수를 줄이는 선택 구동의 효율이 동시 구동 대비 우세하게 나타난다. 반면, 수평 이격이 존재하는 조건에서는 상별 결합 성능 차이로 인해 결합 성능이 우수한 상이 더 큰 전력을 부담하게 되며, 이에 따라 도통 전류가 특정 상으로 집중되는 경향이 나타난다. 다만 15 ~ 20 [kW] 부하 영역에서는 각 상이 부담하는 전력이 낮아 선택 구동을 적용하더라도 도통 전류가 과도하게 증가하지 않으므로, 구동 상을 감소해 손실을 저감하는 선택 구동이 유리하다. 하지만, 25 [kW] 이상 부하 조건에서는 결합 성능이 높은 상의 전력 부담이 증가하면서 상전류가 빠르게 증가하고, 이에 따른 전력 반도체 및 패드 손실이 증가하여 선택 구동의 손실이 증가하게 된다. 따라서 수평 이격이 발생하고 부하가 높은 조건에서는 3상 전력 분담을 통해 상전류 증가를 완화할 수 있는 동시 구동이 더 유리하다.

4.1 부하 및 이격 조건에 따른 최적 구동 알고리즘

실제 시스템 적용 시 대용량 무선 충전 시스템의 고효율 동작을 위하여, 부하 및 이격 조건에 따른 멀티 코일 패드의 구동 방식을 선정하고, 선택 구동 적용 시 구동 상을 선정하는 최적 구동 알고리즘을 제안한다. 그림 12에 나타낸 제안하는 알고리즘은 대표 이격 조건에서 수행한 손실 분석 결과를 바탕으로, 정렬 오차 범위 전 영역에 적용 가능하도록 구성하였다. 특히, 본 연구의 3상 패드는 DDP 구조의 A·B상과 CP 구조의 C상으로 구성된 대칭 구조를 가지므로, 수평 이격 조건 변화에도 A·B상의 결합 성능이 상보적으로 변화하고 C상이 상대적으로 안정적인 결합 성능을 유지하는 특성이 나타난다. 따라서 (-$\Delta$x, -$\Delta$y) 이격 조건에서 수행한 손실 분석 결과를 대칭적인 수평 이격 조건에도 적용할 수 있다.

또한, 실제 운용에서는 정렬 상태를 계측하기 위해 미소 전압을 인가하고 각 상의 전압과 전류 측정을 통해 상별 결합 성능을 추정한다^[12]. 이를 통해, 선택 구동 적용 시, C상을 상시 구동하며 정렬 상태에 따라 (+$\Delta$x, +$\Delta$y) 및 (-$\Delta$x, -$\Delta$y) 이격 조건에서는 A상을 추가로 구동하고, (-$\Delta$x, +$\Delta$y) 및 (+$\Delta$x, -$\Delta$y) 이격 조건에서는 B상을 추가로 구동한다.

그림 12. 멀티 코일 패드 최적 구동 알고리즘

Fig. 12. Multi-coil pad optimal driving algorithm

제안하는 알고리즘은 목표 출력에 따라 구동 방식을 1차적으로 결정한 뒤, 이격 조건에 따라 구동 방식을 선정하는 단계로 구성된다. 이후 선택 구동 적용 시, 정렬 오차 조건을 판단해 구동 상을 선정한다. 먼저 부하가 30 [kW] 보다 큰 경우, 선택 구동 적용 시 상별 전력 부담이 과도하게 증가할 수 있으므로, 상별 정격 전력을 고려하여 이격 조건과 무관하게 동시 구동을 적용한다. 반대로 15 [kW] 미만 부하 조건에서는 동시 구동 적용 시 목표 출력 달성을 위한 입·출력 전압이 IPT 컨버터의 동작 조건을 만족하기 어려우므로 선택 구동을 적용한다. 또한, 15 ~ 20 [kW] 구간에서는 각 상이 분담하는 전력이 낮아 구동 상 수를 줄이는 것이 유리하므로 이격 조건과 무관하게 선택 구동을 적용한다. 마지막으로 20 ~ 30 [kW] 구간에서는 정렬 조건에 따라 구동 방안을 전환하며, 결합 성능이 높은 정렬 조건에서는 선택 구동, 결합 성능이 낮은 오정렬 조건에서는 동시 구동을 적용한다.

4.2 선정된 구동 방식의 우수성 검증

제안하는 최적 구동 알고리즘의 유효성을 검증하기 위해, 50 [kW] 급 3상 멀티 코일 패드와 선택 구동 구현이 가능한 3상 IPT 컨버터로 구성된 test-bed을 구성하고 대용량 무선 충전 시스템의 동작 검증을 수행하였다. 실험은 SAE J2954 정렬 오차 범위 내 이격 조건 및 부하 조건을 변화시키며 진행하였으며, 각 조건에서 알고리즘에 따른 구동 방안이 정상적으로 구현되는지 상별 전압 및 전류 파형을 통해 확인하였다. 그림 13은 실험에 사용한 3상 멀티 코일 패드 형상과 무선 충전 패드 실험 형상을 나타내며, 실험을 위한 멀티 코일 패드의 상별 턴 수는 표 4에 나타내었다. 그림 14는 제작된 IPT 컨버터의 송신측과 수신측의 하드웨어를 나타낸 것이다.

그림 13. 50 [kW] 급 무선 충전 패드 실험 형상

Fig. 13. 50 [kW] Wireless Charging Pad Experimental Structure

그림 14. 최적 구동 알고리즘 검증을 위한 실험 형상

Fig. 14. Test bed for verifying the optimal driving algorithm

그림 15는 제안 알고리즘에 따른 멀티 코일 패드의 구동 방안이 정상 동작함을 검증하기 위해 대표 부하 및 이격 조건에서 측정한 주요 파형이고, 실험 조건은 표 5와 같다. 먼저 목표 출력이 10 [kW]인 경우, 제안 알고리즘에 따라 선택 구동이 적용되며 그림 15 - (a)와 같이 3상 중 비구동 상의 인버터 출력이 차단되어 해당 상 전류가 0으로 유지되는 반면, 구동 상에는 전압이 인가되어 전력 전달을 수행하는 것을 확인할 수 있다. 마찬가지로, 대표적인 오정렬 조건 (-100, -100, 170) [mm] 및 15 [kW] 부하 조건에서는 제안 알고리즘에 따라 그림 15 - (b)와 같이 A상과 C상을 선택 구동한다. 마지막으로 25 [kW] 부하 조건에서 이격 조건에 따라 구동 방식을 전환하여 동작을 검증하였다. (0, 0, 100) [mm] 이격 조건에서는 결합 성능이 높아 제안 알고리즘에 따라 선택 구동이 적용되며 송·수신측 주요 파형은 그림 15 - (c)와 같다. 반면, (-100, -100, 170) [mm] 오정렬 조건에서는 동일한 25 [kW] 부하 조건에서 결합 성능 저하로 인해 제안 알고리즘에 따라 동시 구동을 적용하였으며, 주요 파형은 그림 15 - (d)와 같다.

결과적으로, 제안 알고리즘 적용 시 SAE J2954 정렬 오차 위 내에서 요구 전력을 만족시키는 동시에, 부하 및 이격 조건에 따라 고효율 동작을 위한 구동 방안이 정상적으로 동작함을 실험을 통해 확인하였다.

그림 15. 최적 구동 알고리즘을 적용한 실험 파형

Fig. 15. Experimental waveforms using the optimal driving algorithm