2.1 PSFB 컨버터

본 절에서는 먼저 PSFB 컨버터의 동작 특성을 검토한다. PSFB 컨버터는 그림 5와 같이 풀브리지 스위치 간 위상 천이 제어를 통해 변압기 1차 측에 인가되는 유효 듀티비를 조절함으로써 출력 전압을 가변한다 ^[21]. 위상 천이 각도가 증가함에 따라 변압기 1차 측 유효 전압이 감소하며, 이에 따라 출력 전압이 연속적으로 변화한다. 그림 6은 위상 천이 각도 변화에 따른 출력 전압 가변 시뮬레이션 결과를 나타낸다. 그림 6(a)는 출력 전압이 22V, 출력 전력이 100W인 조건이며, 그림 6(b)는 출력 전압이 3V, 출력 전력이 1.8W인 조건에서 정상 동작을 확인하였다. 시뮬레이션 결과, 위상 천이 제어를 통해 목표 출력 전압과 출력 전력을 안정적으로 얻을 수 있음을 확인하였다. 따라서 스위칭 주파수 가변이 요구되지 않고 유효 듀티비 가변을 통해 요구되는 출력 전압을 모두 만족할 수 있는 장점이 있다. 하지만 공진 네트워크 설계를 위해 스위칭 소자의 기생 커패시턴스를 활용해야 되기 때문에 변압기 및 공진 인덕터 설계가 제한될 수 있다. 또한 각 스위치별 구동 위상차가 있고 도통 전류가 비대칭의 특성을 가져 소자별 상이한 손실, 발열을 고려한 소자 선정이 요구될 수 있다.

그림 5. PSFB 컨버터 동작 원리

Fig. 5. PSFB converter operation

그림 6. PSFB 컨버터 시뮬레이션 분석 결과

Fig. 6. Simulation results of output voltage variation(PSFB)

2.2 Asymmetric LLC 컨버터

Asymmetric LLC 컨버터는 공진 탱크의 임피던스 특성을 이용하여 출력 전압을 제어한다. 그림 7의 Asymmetric LLC 컨버터의 기본 동작 구조를 통해 PSFB와 유사한 방식으로 듀티 비대칭을 변화시키면서 공진탱크에 인가되는 전압의 유효 성분(기본파/평균)이 달라져 컨버터 전달이득이 변하고, 그에 따라 주어진 스위칭 주파수에서의 출력 전압을 조절하는 방식임을 확인할 수 있다 ^[22]. 비대칭 듀티 제어에 따른 출력 전압 가변 특성을 검증하기 위해 시뮬레이션을 수행하였다. 그림 8(a) 및 8(b)의 최대 전력과 최소 전력 조건을 포함한 다양한 부하 대역의 시뮬레이션과 듀티비 비대칭 제어를 통해 목표 출력 전압을 안정적으로 얻을 수 있음을 확인하였다. Asymmetric LLC 컨버터 또한 PSFB 컨버터와 동일하게 스위칭 주파수 가변 제어 없이 출력 전압 제어가 가능하다는 장점이 있다. 하지만 PSFB와 유사하게 소자별로 구동 듀티비가 상이하여 소자별로 손실 및 발열 측면에서 차이가 발생하고 소자 수명을 고려한 선정이 요구된다.

그림 7. Asymmetric LLC 컨버터 동작 원리

Fig. 7. Asymmetric LLC converter operation

그림 8. Asymmetric LLC 컨버터 시뮬레이션 분석 결과

Fig. 8. Simulation results of output voltage variation (Asymmetric LLC)

2.3 AC Forward 컨버터

그림 9의 AC Forward 컨버터는 메인 스위치, Active Clamp 스위치, 변압기 및 출력 정류부로 구성되며, PWM 듀티비 제어를 통해 에너지를 전달하는 구조를 갖는다. 메인 스위치가 도통 되면 입력 전압이 변압기 1차 측에 인가되어 에너지가 2차 측으로 전달되고, 출력 인덕터를 통해 부하에 전력이 공급된다. 이 구간에서 변압기 자화 전류는 선형적으로 증가하며 에너지가 전달된다 ^[23].

메인 스위치가 차단되면 변압기 자화 인덕턴스($L_m$)와 누설 인덕턴스($L_{lkg}$)에 저장된 에너지는 Active Clamp 회로로 전달된다. 이때 자화 전류는 Clamp 커패시터로 흐르면서 변압기 1차 측 전압 극성을 반전시켜 자속 리셋(Reset)을 수행한다. 동시에 자화 전류는 메인 스위치 및 Clamp 스위치의 출력 커패시턴스($C_{oss}$)를 충·방전시키며 스위치 양단 전압을 자연스럽게 감소시킨다. 출력 전압은 메인 스위치의 PWM 듀티비 제어를 통해 직접 가변 되며, 변압기 1차 측에 인가되는 유효 전압이 듀티비에 따라 연속적으로 변화한다. 이에 따라 추가적인 DC/DC 변환 단계가 없어도 출력 전압 가변이 가능하다. 출력 전압 가변 특성을 검증하기 위해 시뮬레이션을 수행하였으며, 그 결과는 그림 10과 같다. 그림 10의 시뮬레이션 결과를 통해 듀티비 제어로 목표 출력 전압을 안정적으로 얻을 수 있음을 확인하였다. 또한 Active Clamp 동작을 통해 스위칭 파형이 안정적으로 형성되었으며, 최대 부하 조건 및 경부하 조건에서도 ZVS 동작이 가능하다. 하지만 Clamp 커패시터($C_c$)에 의해 부하 증가 시 스위치 양단 전압이 증가하는 특성 또한 확인하였다. 스위치 양단 전압이 증가하는 특성에 의해 스위칭 손실이 증가할 수 있는 단점이 존재한다. 또한 양단 전압이 증가하였기 때문에 PSFB 컨버터 및 Asymmetric 컨버터의 소자 대비 전압 정격이 높은 소자를 선정해야 된다.

그림 9. AC Forward 컨버터 동작 원리

Fig. 9. AC Forward converter operation

그림 10. AC Forward 컨버터 시뮬레이션 분석 결과

Fig. 10. Simulation results of output voltage variation(AC Forward)

2.4 AC Flyback 컨버터

AC Flyback 컨버터도 AC Forward 컨버터와 유사하게 Active Clamp 회로를 이용해 누설 인덕턴스 에너지를 회수하여 스위치 off 시 누설 인덕턴스에 의해 스위치에 인가되 는 높은 전압 스파이크를 제한하여 스위칭 손실을 저감할 수 있는 구조를 갖는다 ^[24]. 그림 11의 동작 원리에서 볼 수 있듯이 출력 전압은 메인 스위치의 PWM 듀티비 제어를 통해 가변 된다. 메인 스위치 도통 구간에서 변압기 1차 측에 에너지가 저장되고, 차단 구간에서 2차 측으로 에너지가 전달된다. 이러한 에너지 전달 방식으로 인해 출력 전압은 듀티비뿐만 아니라 부하 조건에도 영향을 받는 특성을 가진다. 그림 12(a) 및 12(b)의 출력 전압 가변 특성 시뮬레이션 결과를 통해 목표 출력 전압을 얻을 수 있음을 확인하였다. 모든 부하 영역에서 ZVS 스위칭이 가능하지만, 출력 전력 증가 시 피크 전류 증가로 인해 스위칭 소자 및 변압기 전류 스트레스가 다소 증가하는 특성이 관찰된다.

그림 11. AC Flyback 컨버터 동작 원리

Fig. 11. AC Flyback converter operation

그림 12. AC Flyback 컨버터 시뮬레이션 분석 결과

Fig. 12. Simulation results of output voltage variation(AC Flyback)

2.5 토폴로지별 손실, 효율, 재료비 비교 및 선정

각 단일 스테이지 토폴로지는 출력 전압 가변 방식 및 에너지 전달 구조에 따라 서로 다른 동작 특성을 보인다. 이러한 구조적 차이는 손실 분포 및 효율 특성에 직접적인 영향을 미치므로, 본 절에서는 토폴로지의 손실 및 효율 특성을 비교 분석한다. 손실 및 효율 특성을 비교하기 위해, 각 토폴로지에 대해 동일한 손실 모델을 적용하여 시뮬레이션을 수행하였다. 앞서 언급한 바와 같이 펠티어 소자의 구동점 중 출력 전류가 0.5-4.5A를 만족하는 구동점에 대해 손실 및 효율 분석을 진행하기 위해 출력 전압 및 출력 전력을 모두 가변하면서 손실 분석 지점을 선정하였다. 이를 위해 손실 분석 지점의 출력 전압과 출력 전력은 22V/100W, 20V/80W, 15V/50W, 12V/30W, 3V/1.8W으로 선정하였다. 손실은 스위칭 소자의 도통 손실($P_{cond}$), 스위칭 손실($P_{sw}$) 및 역병렬 다이오드 손실($P_{body,diode}$), 출력 다이오드 도통 손실($P_{cond,output,diode}$), 수동소자의 기생성분($P_{C,esr}$, $P_{L,esr}$)에 의한 손실을 고려하여 식 (1)-(5)를 통해 도출한다 ^[25].

그림 13. 기존 LLC-Buck 다단 스테이지 및 단일 스테이지 컨버터 토폴로지별 손실 분석

Fig. 13. Loss analysis of conventional LLC-Buck multi-stage topology and single-stage topologies

그림 13은 기존의 다단 구조와 단일 스테이지 컨버터 후보군 4종에 대한 손실 분석을 진행한 결과이며 그림 14는 손실 분석 결과에 따른 효율을 보여주며 표 2는 주요 동작점의 효율을 정리한 결과이다. 손실 분석 결과, 기존 LLC-Buck은 다단 구조로 PSFB, Asymmetric LLC에 비해 최대 부하에서 상대적으로 손실이 큰 특성을 보였고, 경부하에서는 전력반도체 소자 개수에 의해 전체 손실이 AC Forward, AC Flyback에 비해 크다. AC Flyback 토폴로지는 출력 전력 증가에 따른 피크 전류 증가로 스위칭 소자의 off 손실이 커져 전 부하 대역에서 가장 큰 손실을 나타냈다. PSFB 컨버터는 최대 부하에서는 손실이 가장 작았으나, 경부하로 갈수록 순환 전류 증가로 인해 스위치의 역 병렬 다이오드 손실이 상대적으로 크게 나타났다. Asymmetric LLC 컨버터는 최대 부하에서는 손실이 낮았으나, 중부하 영역에서 수동소자 손실이 급격히 증가하여 전체 손실이 커지는 경향을 보였다. 반면 AC Forward 컨버터는 Active Clamp 동작을 통해 누설 인덕턴스 에너지를 재활용하고, 전류 스트레스가 낮게 유지되어 전 부하 영역에서 비교적 낮은 손실 특성을 나타냈다. 토폴로지별 동작 특성과 손실·효율을 종합적으로 비교한 결과, 각 단일 스테이지 토폴로지는 서로 다른 장단점을 보였다. PSFB 컨버터는 위상 천이 제어를 통해 출력 전압 가변이 가능하지만, 경부하 영역에서 순환 전류 증가로 인해 손실이 증가하는 한계가 있다.

그림 14. 단일 스테이지 컨버터별 효율 비교 결과

Fig. 14. Efficiency comparison of single-stage topologies

Asymmetric LLC 컨버터는 중·경부하 조건에서 효율이 상대적으로 낮았으며, AC Flyback 컨버터는 구조는 단순하지만 출력 전력 증가 시 피크 전류 상승으로 소자 스트레스 및 손실이 증가하는 경향을 보였다. 반면 AC Forward 컨버터는 PWM 듀티비 제어를 통해 직접적인 출력 전압 가변이 가능하고, Active Clamp 회로를 통한 에너지 회수로 스위칭 손실을 저감할 수 있다. 또한 단일 스테이지 구조로 구현되어 추가 변환 단계에서 발생하는 손실을 줄일 수 있었다. 시뮬레이션 결과, 전 부하 영역에서 비교적 높은 효율을 나타내며, 24시간 상시 전원이 요구되는 냉장고 시스템에 적합한 토폴로지임을 확인하였다.

표 3은 각 토폴로지의 주요 전력 소자 개수를 정리한 것이다. 재료비 측면의 비교를 위해 각 토폴로지에 사용된 주요 전력 소자의 개수를 기준으로 상대적인 BOM(Bill of Materials) 분석을 수행하였다. 토폴로지별 스위칭 소자 및 정류 소자의 개수를 비교하여 회로 복잡도 및 예상 재료비를 평가하였다. 표 3에서 확인할 수 있듯이, AC Forward 및 AC Flyback 토폴로지는 기존 다단 구조 대비 소자 수가 감소하여 구조 단순화 및 재료비 절감 측면에서 유리함을 확인하였다.

따라서 본 논문에서는 다양한 DC/DC 컨버터 토폴로지 중 효율 측면에서 기존의 LLC-Buck 컨버터와 최대 부하 및 중부하 구간에서 유사한 효율을 보이고 경부하 구간에서 높은 효율의 이점을 가지는 AC Forward 컨버터를 최종 선정하였다. AC Forward 컨버터의 경우 효율 뿐만 아니라 기존의 LLC-Buck 컨버터 대비 단일 스테이지로 구조 단순화가 가능하며 Cc만을 추가하여 기존의 소자를 최대한 활용하여 설계가 가능하기 때문에 재료비 측면에서도 이점을 가져 가정용 냉장고 펠티어 구동 시스템에 적용하기 위한 DC/DC 컨버터로 적합하다.

3.1 주요 소자 파라미터 설계

제안하는 AC Forward 컨버터 설계 시 변압기와 출력 인덕터의 경우 기존 LLC-Buck 시스템과 전압 및 전류 정격 측면에서 유사하다. 이를 활용하여 기존 양산 시스템과 동일한 사양을 적용하여 토폴로지에 따른 성능 차이를 최대한 공정하게 비교할 수 있도록 하며 재료비 측면에서 이점을 가질 수 있도록 하였다. 이를 기반으로 적용된 변압기 및 인덕터 설계 파라미터는 표 4와 같다. 변압기의 경우 센터탭 형 변압기이며 턴 비는 38:3:3이며 $L_m$은 400uH, 공진 인덕턴스 ($L_r$)로써 활용한 $L_{lkg}$는 37uH이다. 전력반도체 소자의 경우 토폴로지 특성 상 LLC 컨버터의 경우 공진탱크 내부에서 누설 인덕턴스 에너지가 순환되므로 스위치의 전압 스트레스가 최대 입력 전압 수준으로 낮은 반면, AC Forward 컨버터의 경우 Clamp 회로를 이용해 누설 인덕턴스 에너지를 회수하는 차이가 있어, 스위치 턴 오프시 메인 스위치 전압 스트레스가 상대적으로 높은 특성을 가진다. 이러한 특성을 고려하여 스위치는 Magnachip 社의 MMD80R900QZ의 기존 LLC 적용 소자 대비 전압 내압이 높은 부품으로 재선정하였다. 출력 측 다이오드도 마찬가지로 증가한 내압 마진을 고려하여 Diodes 社의 SBR20A200CTFP 소자를 선정하였다.

표 4. 변압기 및 인덕터 설계 파라미터

Table 4. Parameters of transformer and inductor

	Transformer	Inductor
사진 (상단)
주요 파라미터	Turn ratio 38:3:3 Lm : 400 [uH] Lr : 37 [uH]	100 [uH]

$C_c$ 설계의 경우 메인 및 Clamp 스위치의 소프트 스위칭 달성을 위해 $L_r$, $L_m$, 스위치 턴 오프 시간($T_{off}$) 및 듀티비 ($D$)를 고려한 설계가 요구된다. AC Forward 컨버터의 메인 스위치의 ZVS 동작을 달성하기 위해서, 메인 스위치의 턴 온 시점까지 공진 전류가 항상 음의 값을 가져야 하며, 식 (6)을 통해 충분히 긴 공진 주기를 설계해야 한다.

이때 이상적인 조건에서 AC Forward 컨버터의 출력 전압은 다음 식 (7)과 같이 표현할 수 있다.

여기서 $N_s$는 2차 측 턴 수, $N_p$는 1차 측 턴 수로 표 4의 변압기 주요 파라미터와 표 1의 입·출력 사양을 기반으로 식 (7)을 통해 듀티비의 범위를 도출할 수 있다. 이를 기반으로 식 (6)을 통해 $C_c$ 용량을 계산하면 622nF 이상 설계가 필요하여 상용 표준 부품 용량 고려해 900nF으로 설계하였다. 출력 커패시터의 경우, 기존 양산 시스템과 동일한 사양 적용이 가능하여 최종적으로 설계 및 선정한 소자의 파라미터는 표 5와 같다.

선정 및 설계한 AC Forward 주요 파라미터를 기반으로 시뮬레이션을 통해 메인 스위치와 Clamp 스위치의 전압, 전류 파형을 분석한 결과, 스위치 전압이 0V로 형성된 후 다음 스위칭이 이뤄지며 그림 15, 그림 16과 같이 최대 부하 및 최소 부하에서 ZVS 조건을 만족하는 것을 검증하였다.

그림 15. AC Forward 컨버터 ZVS 동작 파형 (100W)

Fig. 15. Simulation waveform of switches in AC Forward (ZVS Switching at 100W load)

그림 16. AC Forward 컨버터 ZVS 동작 파형 (1.8W)

Fig. 16. Simulation waveform of switches in AC Forward (ZVS Switching at 1.8W load)

3.2 Test-bed 구성 및 실험 결과 분석

제안하는 단일 스테이지 AC Forward 컨버터의 타당성을 실험적으로 검증하기 위해 그림 17과 같이 테스트 보드를 제작하였으며 실험 결과를 통해 이론적 분석 및 시뮬레이션 결과와의 일치 여부를 검증하였다. 또한 입력 전압 DC 파워소스로 Chroma社 62150H-600S를 적용하고 출력 측 전자 로드로 Chroma社 63205A-600-350을 적용하여 Test-bed 를 구성하였다. 실험 조건의 경우 입력 전압은 PFC 출력 전압인 390V로 설정하였으며, 스위칭 주파수는 80kHz로 설정하여 실험을 수행하였다. 오실로스코프를 사용하여 듀티비를 변화시키면서 입력 전압, 출력 전압, 메인 스위칭 소자 양단 전압과 도통 전류 및 출력 전류 파형을 측정하였으며 측정한 결과는 그림 18과 같다. 그림 18(a)의 경우 출력 전압이 22V, 출력 전력이 100W, 그림 18(b)의 경우 출력 전압이 20V, 출력 전력이 80W, 그림 18(c)의 경우 출력 전압이 15V, 출력 전력이 50W, 그림 18(d)의 경우 출력 전압이 12V, 출력 전력이 30W, 그림 18(e)의 경우 출력 전압이 3V, 출력 전력이 1.8W AC Forward 컨버터의 주요 파형을 각각 보여준다. 실험 결과를 통해, 설계한 AC Forward의 입력 듀티비 변화에 따라 출력 전압이 목표한 3-22V 범위에서 안정적으로 가변되는 것을 확인하였다. 또한 메인 스위치의 전류와 양단 전압 파형을 통해 전부하 구간에서 안정적으로 ZVS 스위칭이 이루어지고 있음을 확인하였다. 추가적으로 최소 부하부터 최대 부하까지 전 부하 영역에서 시뮬레이션 결과와 유사한 파형으로 측정되는 것을 확인하였다. 그림 19는 최대 부하 100W 조건에서 오실로스코프의 AC coupling 기능을 활용하여 출력 전압 리플 ($\triangle$Vout) 및 출력 전류 리플 ($\triangle$Iout)을 측정한 결과이다. $\triangle$Vout 측정 결과 약 0.66V 수준으로 목표 리플 정격인 $\pm$5% 이내 수준의 2.2V 이하를 만족하였다. 또한 $\triangle$Iout 측정 결과 약 0.44A 수준으로 목표 리플 정격인 $\pm$10% 이내 수준의 0.9A 이하를 만족함을 검증하여 표 1의 목표 설계 조건을 모두 충족함을 검증하였다.

그림 17. AC Forward 컨버터 테스트 보드

Fig. 17. AC Forward converter test board

그림 18. AC Forward 컨버터 주요 실험 파형

Fig. 18. Major experimental results of AC Forward converter

그림 19. 출력 전압 및 전류 리플 측정 결과

Fig. 19. Experimental results of output voltage and current ripple under 100W power condition

기존 LLC-Buck 토폴로지 컨버터와 제안하는 AC Forward 컨버터의 출력 전력 조건에 따른 효율을 측정한 결과는 그림 20과 같다. 그림 20을 통해 기존 LLC-Buck 컨버터의 경우 최대 부하에서 92.0%, 최소 부하에서 75.2%의 효율이 측정되었고, 제안 AC Forward 컨버터는 최대 부하에서 95.4%, 최소 부하에서 79.2%의 효율이 측정되었다. 기존 손실 분석 결과와 비교하여 실측 효율이 다소 높게 나온 원인을 검토한 결과, 스위칭 손실과 도통 손실 계산 과정에서 스위칭 소자의 $R_{ds(on)}$과 다이오드의 $V_f$ 값을 Datasheet 기준보다 보수적으로 반영한 것이 주요 원인으로 판단된다. 하지만 부하에 따른 효율 양상은 기존의 이론적 손실 및 효율 분석 결과와 유사하며 제안하는 AC Forward 컨버터의 경우 기존 LLC-Buck 컨버터 대비 전 부하 대역에서 최대 4.8% 평균적으로 약 3.7% 효율이 증가한 경향을 확인하였다. 실험 결과를 기반으로 가정용 냉장고 펠티어 구동 시스템의 DC/DC 전력변환부로 AC Forward 컨버터 적용 시 기존의 LLC-Buck 구조 대비 재료비 저감과 효율 측면에서 유리한 것을 확인하였다.

그림 20. 기존 토폴로지와 제안 토폴로지 측정 효율 비교

Fig. 20. Efficiency comparison between conventional and proposed topologies