3.1 회로의 구성 및 동작

유도 가열은 워크 코일에 고주파 전류를 흘려 고주파 공간 자속을 발생시키고, 패러데이 전자기 유도 법칙에 의해 피가열 물체에 유도 기전력을 기반으로 소용돌이 전류를 직접 가열하는 가열 방식이다. Fig. 6은 제안한 액티브 보조 공진 스너버 회로 및 무손실 스너버 커패시터를 이용한 전압형 직렬 부하 공진 소프트 스위칭 PWM 고주파 인버터를 나타낸 것이다. 제안한 고주파 인버터의 회로 구성은 유도성 부하인 유체 가열 장치를 등가 실효 저항분 R과 등가 실효 인덕터분 L의 직렬 등가 회로(유도 가열 시스템의 워크 코일 단자에서 본 선형 등가 회로 파라미터)로 대체하였으며, 이 유도성 부하와 직렬로 역률 보상용 커패시터를 연결한 직렬 부하 공진 회로를 기존의 풀-브리지 인버터 회로에 연결하였다. 그리고 2개의 보조 스위치 S_a1 및 S_a2, 보조 인덕터 L_a, 보조 커패시터 C_a로 구성된 액티브 보조 공진 스너버 회로를 Fig. 6과 같이 풀-브리지 중 하나에 연결 구성하였다. 또한 제안한 고주파 인버터는 고출력 전력 설정시에는 무손실 스너버 커패시터만의 ZVS PWM으로 동작하고, 저출력 모드 설정시에는 무손실 스너버 커패시터와 액티브 보조 공진 스너버 회로를 병용하여 도입함으로써 전체 출력 설정 영역에서 ZVS PWM 동작을 수행하는 듀얼 모드 제어로 운전을 할 수 있도록 설계하였다.

Table 1는 시뮬레이션과 실험에 사용된 회로 정수를 나타낸 것이다. 본 논문에서는 역률 보상 커패시터 C의 값은 고주파 인버터의 주 스위치를 ZVS로 동작시키기 위해서 IH 부하와 역률 보상 커패시터로 정해지는 직렬 공진 주파수 f_r가 스위칭 주파수 f_s보다 낮게 되도록 선정하였다. 그리고 무손실 커패시터를 효과적으로 충·방전시키기 위해서 고주파 인버터 출력 전압 v₀와 IH 부하 공진 전류 i₀의 위상 관계를 지연 위상으로 하였다.

경부하시에 제안한 고주파 인버터는 액티브 보조 공진 스너버를 작동시켜 주 스위치의 소프트 스위칭 동작 영역을 확대 할 수 있도록 하고 있다. Fig. 7과 Fig. 8은 액티브 보조 공진 스너버 회로를 동작시켰을 경우의 동작 모드 전환 및 각 모드의 등가 회로를 나타낸 것이다. 모드 전환 과정에 대한 회로 동작은 다음과 같다.

○ Mode 1 : 주 스위치 S₁, S₄가 동시에 도통하고, 고주파 인버터에서 IH 부하에 전력을 공급하는 모드이다. 이때, 등가 실효 인덕턴스 L은 직렬 공진 커패시터에서 역률 보상하고 있기 때문에 고주파 전력은 등가 실효 R에 충분히 들어가도록 되어있다. 이 모드 동작에서 보조 스위치는 비도통 있기 때문에 직렬 부하 공진 전류는 액티브 보조 공진 스너버 회로에 흐르고 있지 않다.

○ Mode 2 : 주 스위치 S₄를 턴-오프하는 모드이다. 이때 IH 부하의 실효 인덕터 성분 L, 실효 저항분 R, 역률 보상 캐패시터 C에 의해 직렬 부하 공진과 무손실 스너버 커패시터 C_S3와 C_S4 사이에 부분 공진이 일어나 DE급 동작으로 복공진(Double Resonant)모드가 된다. 이때 주 스위치 S₄는 C_S4의 전압이 제로이기 때문에 ZVS 턴-오프된다.

○ Mode 3 : 무손실 스너버 커패시터 C_S4의 전압 V_CS4가 직류 전원 전압 E에 도달하면 주 스위치 S₃의 역도통 다이오드 D₃가 도통 상태가 되고, 직렬 부하 진동 전류가 주 스위치 S₁과 S₃의 역도통 다이오드 D₃를 통해 환류한다.

○ Mode 4 : 주 스위치 S₁을 턴-오프 할 때 무손실 스너버 커패시터 C_S1, C_S2를 데드 타임 기간 내에 완전히 방전(C_S1는 충전, C_S2는 방전)되어 영전압 소프트 스위칭(ZVS)을 실현한다. 그리고 보조 공진 인덕터 L_a는 초기 공진 시작 전류를 공급하고 전자기에너지를 지정값 이상 축적하며, 보조 스위치 S_a1는 L_a의 효율성을 위해 ZCS 턴-온한다.

○ Mode 5 : 주 스위치 S₁을 턴-오프하는 것으로, IH 부하의 실효 인덕터 성분 L, 실효 저항분 R, 역률 보상 커패시터 C에 의해 부하 공진과 무손실 스너버 커패시터 C_S1과 C_S2, 보조 공진 인덕터 L_a 사이에 부분 공진이 일어난다. 이때 주 스위치 S₁은 C_S1의 효과를 위해 ZVS 턴-오프한다.

○ Mode 6 : 보조 공진 인덕터 L_a에 흐르는 전류가 보조 스위치 S_a1 및 주 스위치 S₂의 역병렬 다이오드 D₂를 통해 환류한다.

○ Mode 7 : 보조 스위치 S_a1의 게이트 턴-오프 신호를 주기위해 보조 공진 인덕터 L_a에 흐르는 전류가 보조 스위치 S_a2의 역병렬 다이오드 D_a2을 통해서 보조 공진 커패시터 C_a에 흘러 L_a 및 C_a에서 부분 공진이 발생한다. 이때 보조 스위치 S_a1는 C_a의 충전 효과를 위해 ZVS 턴-오프한다.

○ Mode 8 : 보조 스위치 S_a2가 비도통 상태에 있기 때문에 보조 공진 인덕터 L_a와 보조 공진 커패시터 C_a가 부분 공진으로 전류가 제로가 되면 종료한다. 이때 주 스위치 S₂와 S₃가 도통 상태이다.

○ Mode 9 : 주 스위치 S₃를 턴-오프하는 것으로, IH 부하의 실효 인덕터 성분 L, 실효 저항분 R, 역률 보상 커패시터 C에 의해 부하 공진과 무손실 스너버 커패시터 C_S3와 C_S4 사이에 부분 공진이 일어난다. 이때 주 스위치 S₃는 C_S3의 충전 효과를 위해 ZVS 턴-오프한다.

○ Mode 10 : 무손실 스너버 커패시터 C_S3의 전압 V_CS3가 직류 전원 전압 E에 도달하면 주로 스위치 S₄의 반대 도통 다이오드 D₄가 자연적으로 턴온하고 IH 부하 계의 전류가 주로 스위치 S₂와 다이오드 D₄를 통해 환류한다.

○ Mode 11 : 보조 스위치 S_a2는 외부 신호에서 정해진 신호로 도통시킴으로써 보조 공진 인덕터 L_a와 보조 공진 커패시터 C_a에 의해 다시 부분 공진이 일어난다. 이때 보조 스위치 S_a2은 ZCS 턴-온된다.

○ Mode 12 : 보조 공진 커패시터 C_a의 전압이 제로가 되는 것으로, 보조 공진 인덕터 L_a에 흐르는 전류가 주 스위치 S₂와 보조 스위치 S_a1의 역병렬 다이오드 D_a1을 통해서 환류된다. 이 모드는 게이트 신호의 차이가 발생한 경우에도 안전하게 동작된다.

○ Mode 13 : 주 스위치 S₂를 턴-오프하는 것으로, IH 부하의 실효 인덕터 성분 L, 실효 저항분 R, 역률 보상 캐패시터 C에 의해 부하 공진과 무손실 스너버 커패시터 C_S1과 C_S2, 보조 공진 인덕터 L_a 사이에 부분 공진이 일어난다. 이때 주 스위치 S₂는 C_S2의 충전 효과에 위해 ZVS 턴-오프한다.

○ Mode 14 : 보조 공진 인덕터 L_a에 흐르고 있는 전류는 다이오드 D_a1 및 D₁을 통해 직류 전압 전원 E에 전력을 회생한다.

보조 스위치 S_a1이 비도통 상태이기 때문에, 보조 공진 인덕터 L_a의 전류가 제로가 되면 전력 회생이 종료된다.

Fig. 9는 위상차 φ가 123°일 때의 각 스위치의 시뮬레이션 파형을 나타낸 것이다. Fig. 9에서 어떤 스위치에서도 ZVS 동작 또는 ZCS 동작 이른바 소프트 스위칭 동작이 이루어지고 있는 것을 알 수 있다.

Fig. 10은 액티브 보조 공진 스너버를 갖는 고주파 인버터의 주 스위치와 보조 스위치의 게이트 전압 펄스 시퀀스를 나타낸 것이다. 대각선으로 배치된 스위치(스위치 S₁과 S₄ 또는 스위치 S₂와 S₃)의 온 기간이 길어지면 IH 부하에 고주파 전력이 많이 주입된다. 따라서 본 고주파 인버터는 출력 전력 제어 변수인 위상차 각도φ, 즉 위상차 시간 t가 0일 때 출력 전력이 최대가 되게 하였다. 또한 보조 스위치 S_a1, S_a2를 구동시키는 게이트 전압 펄스 신호를 Fig. 10과 같이 나타내었다. Fig. 10에서 보조 스위치 S_a1의 온 기간은 Fig. 6에 나타낸 전류 방향으로 보조 공진 인덕터의 정방향 전류 축적 모드이며, 보조 스위치 S_a2의 온 기간은 보조 공진 인덕터의 역방향 전류 축적 모드이다.

3.2 실험결과 및 고찰

Fig. 11는 하드 스위칭 동작 영역에서 위상차 φ가 120°일 때의 하드 스위칭 동작 파형을 나타낸 것이다. 또한 Fig. 12는 위상차 φ가 140°일 때 제안한 액티브 보조 공진 스너버 회로를 동작 시켰을 때의 각 부 실험 파형을 나타낸 것이다.

Fig. 11의 동작 파형에서 주 스위치 Q₁의 S₁에서는 무손실 스너버 커패시터 C_S1, C_S2의 전하 단락 모드가 일어나고 있으며, 이에 따라 스위치에 흐르는 전류의 파형에 큰 기생 진동이 나타나는 것을 알 수 있다.

이에 반해 Fig. 12을 보면, IH DPH 부하 전류 조건인 위상차 φ가 140°에서 제안 액티브 보조 공진 스너버 회로를 동작시킴으로써 모든 주 스위치와 보조 스위치가 소프트 스위칭 동작을 하는 것을 알 수 있다. 이는 위상차 φ를 크게 설정한 범위에서 본 논문에서 제안한 액티브 보조 공진 스너버 회로를 동작시켜 듀얼 모드 위상 천이 방식으로 함으로써 고주파 인버터는 넓은 위상 시프트 제어에서 영전압 소프트 스위칭이 가능해져 효율의 향상 및 전자 노이즈의 저감 효과를 얻었다.

3.3 특성 해석

Fig. 13은 역률 보상 커패시터 C의 값과 IH 부하의 공진 주파수 f_r의 관계를 나타낸 것이다. Fig. 13에서 f_r$\le$ f_s의 충족시키려면 역률 보상 커패시터 C의 값은 1.7[μF] 이상이어야 한다.

Fig. 14는 역률 보상 커패시터 C에 대한 고주파 인버터의 최대 출력 전력의 관계를 나타낸 것이다. Fig. 14에서 C의 값이 1.7[μF]보다 커지면서 IH 직렬 부하 공진 회로의 공진 주파수 f_r가 고주파 인버터의 스위칭 주파수 f_s보다 작아지기 때문에 고주파 인버터의 고주파 출력 전력이 IH 부하에 들어가기 어렵게 된다. 본 논문에서는 IH 부하에 투입하는 고주파 전력을 최대 2[kW]하기 때문에 C의 설계 값을 3.2[μF]로 설계하였다. 그리고 보조 공진 인덕터 L_a, 보조 공진 커패시터 C_a의 값은 2개의 회로 소자에 의한 액티브 보조 공진 회로의 공진 주파수가 회로 소자 파라미터를 결정하는 요소 중 하나이다.

주 스위치 S₁과 S₂가 모두 오프 기간은 1주기분의 10°/ 360°로 설정한 f_s=20[kHz]를 고려하면, 데드 타임 T_d는 식(1)과 같이 된다.

따라서, 보조 공진 인덕터 L_a와 보조 공진 커패시터 C_a 등을 갖춘 액티브 보조 공진 스너버 회로의 공진 주파수 f_a는 식(2)와 같이 된다.

Fig. 15는 충족 조건을 가지는 보조 공진 인덕터의 인덕턴스 값과 보조 공진 커패시터의 커패시턴스 값의 관계를 나타낸 것이다. Fig. 15에서 표시된 실선 아래의 영역에서는 액티브 보조 공진 스너버 회로의 공진 주파수는 f_a이하가 액티브 보조 공진 스너버 회로로 이용 가능하다. 이 밖에 액티브 보조 공진 스너버 회로의 스위치의 내전압과 허용 전류 등을 고려하여 보조 공진 인덕턴스 L_a를 35.9[μH], 보조 공진 용량 C_a을 0.186[μF]하였다. 그리고 공진 주파수는 61.59[kHz]로 하였다.

일반적으로 기존의 전압형 풀 브리지 위상 시프트 PWM 고주파 인버터 회로의 스위치와 병렬로 무손실 스너버 커패시터가 연결된 고주파 ZVS 인버터 회로에서는 기준 위상과 제어상의 위상차가 작아 IH 부하에 전원이 일정 이상 들어있는 중부하 영역에서 제어 상측의 주 스위치는 물론 기준 상측의 주 스위치도 ZVS 동작이 가능하다. 그러나 고주파 인버터의 입력 전력이 일정 이하가 되면 스위칭시 IH 부하의 순간 전류값이 작아지고, 데드 타임 기간 T_d에 무손실 스너버 커패시터의 충·방전은 이루어지지 않게 되고, 기준 상측의 주 스위치는 하드 스위칭 동작을 하게 된다.

Fig. 16은 제안한 고주파 인버터의 출력 전력 제어 특성을 나타낸 것이다. Fig. 16에서 위상차φ를 변경하여 출력을 임의로 조정할 수 있는 것을 알 수 있다. ZVS 동작을 확대하기 위해 새로운 2개의 보조 스위치, 보조 공진 인덕터, 보조 공진 커패시터로 이루어진 액티브 보조 공진 스너버 회로를 기준 상측에 삽입하여 경부하에서만 작동시키는 것으로, 넓은 위상차 설정에 ZVS 동작이 가능하게 된다.

Fig. 16에서 알 수 있듯이 액티브 보조 공진 스너버 회로를 이용하지 않는 경우 무손실 스너버 커패시터만 사용한 소프트 스위칭 동작 영역은 위상차φ가 100°(출력 전력 800[W] 정도)가 한계였다. 그러나 본 논문에서 제안한 액티브 보조 공진 스너버 회로를 이용한 고주파 인버터 회로에서는 위상차φ가 145°(출력 전력 200[W] 정도)까지 ZVS 동작을 할 수 있다.

Fig. 17는 액티브 보조 공진 스너버 회로가 없을 때의 ZVS 동작 한계값을 나타낸 것이다. Fig. 17에서 역률 보상 커패시터 값 C가 커지고 IH 부하 공진 회로의 공진 주파수 f_r이 스위칭 주파수 f_s에서 멀어 질수록 스위칭시의 부하 전류가 커지기 때문에 액티브 보조 공진 스너버 회로가 없을 때의 ZVS 동작을 할 수 있는 위상차 각도 φ가 커진다. 즉, ZVS 동작면에서 보면 소프트 스위칭시 IH 부하 전류가 큰 것이 유리하나 고주파 출력단에서 보면 역률이 나빠진다. Fig. 17에서 ZVS 동작 한계가 4[μF]부근에서 작아지고 있는 것은 IH 부하에 대한 출력 전력, 즉 입력 전력이 작아져, 보조 공진 인덕터의 초기 공진 전류가 감소하기 때문이다.

Fig. 18은 출력 전력의 제어 변수로 위상차φ를 변화 시켰을 때의 제안한 고주파 인버터의 실측 효율을 나타낸 것이다. Fig. 18에서 제안한 액티브 보조 공진 스너버 회로를 사용하지 않는 방식에서는 하드 스위칭 동작 모드가 되는 위상차 φ=100°를 넘으면 효율이 떨어지고 있다. 그러나 본 논문에서 제안한 액티브 보조 공진 스너버 회로를 이용함으로써 고주파 인버터는 영전압 소프트 스위칭 동작에 의해 효율 저하의 정도가 완만하게 되었다.

Fig. 19는 Fig. 5에 나타낸 IH-DPH 온수기를 이용하여 상압 이동 유체의 유량을 550[ml/min]로 일정하게 했을 때 IH-DPH 가열 장치 출구의 유체 온도 응답 특성을 나타낸 것이다. Fig. 19에서 위상차φ가 커지면 IH-DPH 부하에 주입 전력이 작아지기 때문에 온도의 상승도 작다. 이 결과로부터, 위상차φ을 제어함으로써 이동 유체의 온도를 연속적이고 빠르게 제어 할 수 있다.

Fig. 20은 위상차φ와 열변환 효율의 관계를 나타낸 것이다. Fig. 20에서 IH 열교환기의 열변환 효율은 85～90[%]정도가 되고 있다. 기존의 가스 온수기 열변환 효율이 높아도 80[%]정도이기 때문에 제안한 IH-DPH 방식 유체 가열 장치의 열변환 효율이 우수한 것을 알 수 있다.