2.1 회로의 구성 및 동작

그림 1은 본 논문에서 제안한 전압형 풀 브리지 ZVS- PWM 고주파 인버터의 회로 구성을 나타낸 것이다. Fig. 1에서 제안한 고주파 인버터는 단상 50/60[Hz], 200[V]계 교류 전원을 다이오드 정류 회로와 평활 필터에 의해 얻어지는 직류 전원 전압 E로 하였으며, 그 외에 6개의 전력 제어를 위한 IGBT 모듈(스위치($S_{1}$=$S_{2}$=$S_{3}$=$S_{4}$) & 역병렬 다이오드($D_{1}$=$D_{2}$=$D_{3}$=$D_{4}$))인 역방향 도통형 스위치 4개의 스너버 커패시터$C_{S}$($C_{S}$=$C_{S1}$=$C_{S2}$=$C_{S3}$=$C_{S4}$), 공진 커패시터$C$, 보조 회로 부품인 인덕터$L_{a}$, 커패시터$C_{a}$로 구성된다.

Table 1는 시뮬레이션과 실험에 사용된 회로 정수를 나타낸 것이다. 본 논문에서 제안한 전압형 풀 브리지 ZVS- PWM 고주파 인버터는 Fig. 2과 같이 17개의 모드가 주기적으로 반복해서 작동한다.

제안한 전압형 풀 브리지 고주파 인버터의 시뮬레이션 분석을 하기 위해서 먼저 IGBT(파워 반도체 디바이스)는 스위치의 턴-온과 턴-오프의 스위칭 과도 시간을 제로로 하며, 스위치의 기생 회로 파라미터를 무시한 이상적인 스위치로 하였다. 직류 전원전압 E는 전압의 리플과 내부 저항은 제로로 이상 직류 전압으로 하였다. 또한 회로 해석의 스위치 및 각 회로 소자의 전압과 전류의 기호와 양의 방향은 Fig. 1과 같이 정의하였다.

Fig. 3은 각 스위치의 시뮬레이션 파형을 나타낸 것이다. 그림 3에서 어떤 스위치에서도 ZVS 동작 또는 ZCS 동작 이른바 소프트 스위칭 동작이 이루어지고 있는 것을 알 수 있다. 일반적으로 유도가열 부하는 가열 진행 과정에 있는 부하 매개변수의 값이 변화하는 시변 부하라 할 수 있다. 그러나 이러한 파라미터의 시간 변화는 비교적 완만한 동작점 부근에서는 거의 정상 상태로 간주 할 수 있다. 그래서 이 상태를 준정상 상태를 가정하고 이 상태에서 부하 매개변수를 이용하여 아래와 같은 점에 유의하여 본 논문에서 제안 회로의 최적 파라미터를 결정했다.

Fig. 4는 제안한 풀 브리지 고주파 인버터의 주 스위치와 보조 스위치의 게이트 전압 펄스 시퀀스를 나타낸 것이다. 대각선으로 배치된 스위치(스위치 S1과 S4 또는 스위치 S2와 S3)의 온 기간이 길어지면 유도가열 부하에 고주파 전력이 많이 주입된다. 따라서 제안한 고주파 인버터는 출력 전력 제어 변수인 위상차 각도$\Phi$, 즉 위상차 시간 t가 0일 때 출력 전력이 최대가 되게 하였다. 또한 보조 스위치 Sa1, Sa2를 구동시키는 게이트 전압 펄스 신호를 Fig. 4와 같이 나타내었다. Fig. 4에서 보조 스위치 Sa1의 온 기간은 Fig. 1에 나타낸 전류 방향으로 보조 공진 인덕터의 정방향 전류 축적 모드이며, 보조 스위치 Sa2의 온 기간은 보조 공진 인덕터의 역방향 전류 축적 모드이다.

2.2 실험결과 및 고찰

Fig. 5는 실제 실험에 사용된 장치를 나타낸 것이며, Fig. 6은 본 논문에서 사용한 풀 브리지 고주파 인버터의 구동 신호 발생기 회로 제작 사진을 나타낸 것이다.

Fig. 7는 하드 스위칭 동작 영역에서 위상차 φ가 120°일 때의 하드 스위칭 동작 파형을 나타낸 것이다. Fig. 7의 동작 파형에서 주 스위치 Q1의 S1에서는 무손실 스너버 커패시터 CS1, CS2의 전하 단락 모드가 일어나고 있으며, 이에 따라 스위치에 흐르는 전류의 파형에 큰 기생 진동이 나타나는 것을 알 수 있다. 이에 반해 Fig. 8을 보면, 부하 전류 조건인 위상차 φ가 140°에서 제안 액티브 보조 공진 스너버 회로를 동작시킴으로써 모든 주 스위치와 보조 스위치가 소프트 스위칭 동작을 하는 것을 알 수 있다.

이는 위상차 φ를 크게 설정한 범위에서 본 논문에서 제안한 액티브 보조 공진 스너버 회로를 동작시켜 듀얼 모드 위상 천이 방식으로 함으로써 고주파 인버터는 넓은 위상 시프트 제어에서 영전압 소프트 스위칭이 가능해져 효율의 향상 및 전자 노이즈의 저감 효과를 얻었다.

2.3 특성 해석

Fig. 9는 역률 보상 커패시터 C의 값과 부하의 공진 주파수 fr의 관계를 나타낸 것이다. Fig. 9에서 fr ≦ fs의 충족시키려면 역률 보상 커패시터 C의 값은 1.7[μF] 이상이어야 한다.

Fig. 10은 역률 보상 커패시터 C에 대한 고주파 인버터의 최대 출력 전력의 관계를 나타낸 것이다. Fig. 10에서 C의 값이 1.7[μF]보다 커지면서 직렬 부하 공진 회로의 공진 주파수 fr가 고주파 인버터의 스위칭 주파수 fs보다 작아지기 때문에 고주파 인버터의 고주파 출력 전력이 부하에 들어가기 어렵게 된다. 본 논문에서는 부하에 투입하는 고주파 전력을 최대 2[kW]하기 때문에 C의 설계 값을 3.2[μF]로 설계하였다. 그리고 보조 공진 인덕터 La, 보조 공진 커패시터 Ca의 값은 2개의 회로 소자에 의한 액티브 보조 공진 회로의 공진 주파수가 회로 소자 파라미터를 결정하는 요소 중 하나이다.

주 스위치 S1과 S2가 모두 오프 기간은 1주기분의 10°/ 360°로 설정한 fs=20[kHz]를 고려하면, 데드 타임 Td는 식 (1)과 같이 된다.

따라서, 보조 공진 인덕터 La와 보조 공진 커패시터 Ca 등을 갖춘 액티브 보조 공진 스너버 회로의 공진 주파수 fa는 식 (2)와 같이 된다.

Fig. 11는 충족 조건을 가지는 보조 공진 인덕터의 인덕턴스 값과 보조 공진 커패시터의 커패시턴스 값의 관계를 나타낸 것이다. Fig. 11에서 표시된 실선 아래의 영역에서는 액티브 보조 공진 스너버 회로의 공진 주파수는 fa이하가 액티브 보조 공진 스너버 회로로 이용 가능하다. 이 밖에 액티브 보조 공진 스너버 회로의 스위치의 내전압과 허용 전류 등을 고려하여 보조 공진 인덕턴스 La를 35.9[μH], 보조 공진 용량 Ca을 0.186[μF]하였다. 그리고 공진 주파수는 61.59[kHz]로 하였다.

일반적으로 기존의 전압형 풀 브리지 위상 시프트 PWM 고주파 인버터 회로의 스위치와 병렬로 무손실 스너버 커패시터가 연결된 고주파 ZVS 인버터 회로에서는 기준 위상과 제어상의 위상차가 작아 부하에 전원이 일정 이상 들어있는 중부하 영역에서 제어 상측의 주 스위치는 물론 기준 상측의 주 스위치도 ZVS 동작이 가능하다. 그러나 고주파 인버터의 입력 전력이 일정 이하가 되면 스위칭시 부하의 순간 전류값이 작아지고, 데드 타임 기간 Td에 무손실 스너버 커패시터의 충․방전은 이루어지지 않게 되고, 기준 상측의 주 스위치는 하드 스위칭 동작을 하게 된다.

Fig. 12는 제안한 고주파 인버터의 출력 전력 제어 특성을 나타낸 것이다. Fig. 16에서 위상차φ를 변경하여 출력을 임의로 조정할 수 있는 것을 알 수 있다. ZVS 동작을 확대하기 위해 새로운 2개의 보조 스위치, 보조 공진 인덕터, 보조 공진 커패시터로 이루어진 액티브 보조 공진 스너버 회로를 기준 상측에 삽입하여 경부하에서만 작동시키는 것으로, 넓은 위상차 설정에 ZVS 동작이 가능하게 된다. Fig. 12에서 알 수 있듯이 액티브 보조 공진 스너버 회로를 이용하지 않는 경우 무손실 스너버 커패시터만 사용한 소프트 스위칭 동작 영역은 위상차φ가 100°(출력 전력 800[W] 정도)가 한계였다. 그러나 본 논문에서 제안한 액티브 보조 공진 스너버 회로를 이용한 고주파 인버터 회로에서는 위상차φ가 145°(출력 전력 200[W] 정도)까지 ZVS 동작을 할 수 있다. Fig. 13은 액티브 보조 공진 스너버 회로가 없을 때의 ZVS 동작 한계값을 나타낸 것이다. Fig. 13에서 역률 보상 커패시터 값 C가 커지고 부하 공진 회로의 공진 주파수 fr이 스위칭 주파수 fs에서 멀어 질수록 스위칭시의 부하 전류가 커지기 때문에 액티브 보조 공진 스너버 회로가 없을 때의 ZVS 동작을 할 수 있는 위상차 각도 φ가 커진다. 즉, ZVS 동작면에서 보면 소프트 스위칭시 IH 부하 전류가 큰 것이 유리하나 고주파 출력단에서 보면 역률이 나빠진다. Fig. 13에서 ZVS 동작 한계가 4[μF]부근에서 작아지고 있는 것은 부하에 대한 출력 전력, 즉 입력 전력이 작아져, 보조 공진 인덕터의 초기 공진 전류가 감소하기 때문이다.

Fig. 14는 위상차와 전력 변환 효율의 관계를 나타낸 것이다. Fig. 14에서 알 수 있듯이 위상차가 커짐에 따라 인버터의 효율이 낮아진다. 이것은 위상차가 커지면 인버터에 전력을 포기하지 않는 기간이 늘어나고 따라서 전류를 스위치와 반대로 도통 다이오드를 통해 순환하는 기간이 증가하기 때문이다. 그리고 위상차가 120[°], 140[°]의 경우에는 하드 스위칭 및 소프트 스위칭을 비교하면 보조 회로를 사용할 경우 소프트 스위칭쪽이 효율이 좋아지고 있다. 특히 위상차가 140[°]일 경우에는 배 이상 효율이 변화하므로 보조 회로를 이용한 장점이라고 할 수 있다.

Fig. 15는 위상차와 전력 손실의 관계을 나타낸 것이다. Fig. 15에서 위상차가 120[°]정도까지 전력 손실은 거의 일정한 반면, 위상차가 140[°]에서는 손실이 급격히 증가하고 있는 것을 알 수 있다. 이것은 먼저 하드 스위칭분에서는 부하 전류가 너무 작아 스너버 커패시터의 전하가 거의 빠지지 않고, 단락상태에 따라 스너버 커패시터의 에너지가 모든 스위치에서 소비되고 있는 것이 원인이라고 생각된다. 다음은 소프트 스위칭분은 단락 동작을 방지하기 위해 보조 회로에 큰 전류를 흘려 있기 때문에 보조 회로쪽으로 손실이 증가하기 때문으로 생각된다. 그러나 Fig. 15에서 비교하면 소프트 스위칭쪽이 손실이 작다. 즉, 보조 회로에서의 손실이 더 스너버 커패시터를 단락하는 것보다 손실이 작다는 것을 알 수 있다. 이 점에서도 보조 회로의 효과를 확인할 수 있다.

Fig. 16은 출력 전력의 제어 변수로 위상차φ를 변화 시켰을 때의 제안한 고주파 인버터의 실측 효율을 나타낸 것이다. Fig. 16에서 제안한 액티브 보조 공진 스너버 회로를 사용하지 않는 방식에서는 하드 스위칭 동작 모드가 되는 위상차 φ=100°를 넘으면 효율이 떨어지고 있다. 그러나 본 논문에서 제안한 액티브 보조 공진 스너버 회로를 이용함으로써 고주파 인버터는 영전압 소프트 스위칭 동작에 의해 효율 저하의 정도가 완만하게 되었다.