1. Introduction

전력전자 기술의 발달에 따라 교류 전원에서부터 직류 부하에 전력을 공급하는 컨버터의 사용이 늘어나고 있다. 이에 따라 직류로 변환한 전압의 안정성 확보와 동시에 교류 계통에서 요구하는 역률 및 고조파 규제 표준을 만족하기 위해 역률 보상(Power factor correction, PFC) 컨버터의 적절한 구동 및 제어알고리즘이 요구된다. PFC 컨버터는 전기자동차 충전기, 신재생 에너지, 서버 전원 및 가전제품 등 직류 전원이 필요로 하는 다양한 산업 어플리케이션에서 활용된다 ^[1]-^[3].

교류 계통전원보다 전압의 크기를 승압시켜 직류전압을 형성하는 승압형 PFC 컨버터의 토폴로지는 일반적인 입력 정류 다이오드단을 사용하는 PFC, Interleaved PFC 및 Semi-bridgeless PFC 등 다양한 토폴로지가 존재한다 ^[4]-^[6]. 이러한 토폴로지의 경우 계통전원을 정류하기 위해 다이오드부가 필요함에 따라 손실이 발생하며, 이를 최소화하기 위해 다이오드를 사용하지 않는 Totem-pole bridgeless PFC(TBPFC) 토폴로지가 제안되었다 ^[7], ^[8]. TBPFC는 두 개의 스위치가 정의된 스위칭 주파수로 동작하는 고속 스위치 레그와 계통 주파수로 동작하는 저속 스위치 레그로 구성되며, 저속 스위치 레그가 기존의 승압형 PFC의 정류 다이오드의 역할을 수행한다. 이러한 토폴로지의 특성으로 인해 간단한 회로 구성을 둠과 동시에 상대적으로 낮은 도통 손실과 스위칭 손실로 인해 고효율 전력변환이 가능한 장점을 지닌다.

TBPFC의 구동 방법은 하드웨어 설계에 주된 영향을 주는 요소로써 연속 전도 모드(Continuous conduction mode, CCM), 불연속 전도 모드(Discontinuous conduction mode, DCM), 그리고 임계 전도 모드(Critical conduction mode, CRM)로 나눌 수 있다. CCM 구동에서는 인덕터의 평균전류가 제어 알고리즘에서 연산한 정현파 형태의 인덕터 전류지령에 맞게 구동하는 방식이며, 고정 스위칭 주파수로 동작하는 가장 일반적인 방법이다. 이에 따라 인덕터 전류의 리플값과 최댓값이 상대적으로 작으므로 도통 손실이 적고 입력 필터단의 설계가 용이한 장점을 지닌다. 한편 DCM 구동에서 인덕터 전류는 원하는 지령값과 영 전류 사이를 반복함에 따라 인덕터 전류의 불연속 도통을 발생시킨다. 이러한 동작으로 인해 영전압 스위칭(Zero voltage switching, ZVS)이 가능하고, 다이오드의 역회복이 없는 장점을 지니나, 스위칭 주파수가 변해야 하므로 구현의 복잡도가 증가한다. 마지막으로 CRM 구동은 DCM과 유사하게 인덕터 전류가 지령값과 영 전류 사이를 변하게 하도록 구동하나, 불연속 도통이 되지 않도록 임계점에서 인덕터 전류가 다시 상승하도록 구현한다. 이에 따라 CRM도 ZVS를 달성함으로써 스위칭 손실을 최소화할 수 있다 ^[9]. 그러나 DCM과 CRM을 활용할 경우 상대적으로 전도 손실이 높은 단점을 지니며, 높은 Zero- current detection(ZCD) 성능을 구현해야 하는 어려움이 존재한다. 따라서 PFC 컨버터가 적용되는 어플리케이션의 특성에 맞는 구동 방식을 채택해야 하며, 본 논문에서는 일반적으로 구현이 간편한 CCM 제어 구조를 활용한다.

TBPFC의 안정적인 구동을 위한 제어는 일반적인 PFC 컨버터의 제어와 유사하며, 직류 출력전압 제어를 위한 DC-link 전압제어와 입력단의 인덕터 전류제어를 수행한다. 이때 인덕터 전류제어는 계통전압과 위상을 동일하게 제어하여 단위 역률에 근사하도록 구동해야 한다. DC-link 전압제어와 인덕터 전류제어를 위해 일반적으로 이중 루프 제어 구조를 활용하며, DC-link 전압 제어는 외부 루프에서 수행하여 인덕터 전류지령을 출력하고, 이를 통해 인덕터 전류가 제어된다.

TBPFC는 토폴로지의 특성상 계통전압의 극성이 변할 때 적절히 저속 스위치 레그를 구동해야 하며, 이를 구현하기 위해 다양한 제어기법 및 시퀀스가 제안되었다. 참고논문 ^[10] 은 계통전압의 극성이 변할 때 발생할 수 있는 스파이크성 전류(Zero- crossing spike current)를 줄이기 위해 부분적으로 스위칭 패턴을 사전에 정의한 대로 동작하는 방법을 제안한다. 이 방법은 극성이 변하는 시점에서 미리 정의된 듀티비로 고속 및 저속 스위치 레그를 동작시킨다. 참고논문 ^[11] 은 출력전압 기반의 전향 보상(Feed-forward) 및 가변 게인 제어 방법을 제안한다. 이 외에도 PFC 토폴로지 특성상 발생하는 DC-link 전압의 계통 주파수의 두 배 성분인 저주파 전압 리플을 최소화하기 위한 제어 방법 등 다양한 제어 알고리즘이 제안되고 있다. 이러한 제어 방법은 목표로 하는 성능향상을 기대할 수 있으나, 상대적으로 알고리즘의 복잡도가 증가함에 따라 상대적으로 구현의 어려움을 지닌다.

PFC 컨버터를 포함하는 대다수의 전력변환기는 프로토타입 개발 단계에 있어 하드웨어와 펌웨어를 함께 검증함에 따라 개발 요소별 발생할 수 있는 오류 원인이 다양하게 존재한다. 이에 따라 하드웨어 설계 및 검증까지 긴 시간이 소요되며, 특히 개발 단계의 펌웨어에서 구현되는 알고리즘의 불안정성으로 인해 하드웨어가 소손될 경우 다방면의 비용손실이 발생하게 된다. 이에 따라 Hardware-in-the–loop simulation(HILS)이 개발됐으며, 이를 사용할 경우 실시간으로 컨버터 하드웨어를 모사함에 따라 펌웨어 및 알고리즘을 실제 하드웨어와 연동한 수준으로 검증할 수 있는 장점이 있다. 이에 따라 HILS를 활용할 경우 전력변환기 프로토타입 개발단계에서 펌웨어 부분의 명확한 검증으로 인해 전체 개발기간 및 비용이 단축될 수 있는 이점을 지닌다 ^[12]-^[14].

본 논문에서는 TBPFC의 구동을 위한 제어 알고리즘을 제안한다. 제안된 알고리즘은 일반적인 PI(Proportional Integrator) 제어 구조를 이용한 간단한 제어 구조를 가지며, 역률과 출력 DC 전압을 동시에 제어한다. 입력전압의 센싱을 통해 저속 스위치 레그의 동작 상태를 정의하며 교류 인덕터 전류지령을 연산하는 데 활용한다. 또한 계통전압의 극성에 따라 급변하는 듀티비를 반영하기 위해 센싱값 기반의 전향보상항을 제어기에 반영한다. 구현한 제어 알고리즘은 TI의 DSP(Digital Signal Processor) 기반의 제어 보드를 통해 구현되며, HILS를 통한 하드웨어 모사 환경을 통해 제어 알고리즘을 적용한다. 제안된 알고리즘의 타당성은 PSIM 시뮬레이션과 HILS 환경을 통해 검증한다.

2. Mode analysis of TBPFC

승압형 TBPFC의 회로도는 그림 1과 같다. 여기서 vg, iL, vo은 각각 교류 계통전압, 인덕터 전류, 직류 출력전압을 의미한다. L, C, RL은 각각 인덕터, DC-link 커패시터, 부하저항을 나타낸다. sH 및 sL은 고속 스위치 레그의 High side 및 Low side 스위치이며, sRH 및 SRL 는 정류동작을 담당하는 저속 스위치 레그의 High side 및 Low side 스위치를 나타낸다. 또한 초기 계통 입력전압 인가 시 커패시터 충전 전류를 억제하기 위해 초기 충전 저항인 RInit이 필요하며, 초기충전 이후 릴레이가 도통된다. 회로의 구성은 일반적인 단상 인버터와 유사한 구조를 가지나, 스위치 구동 방식에 차이가 있다. 즉 sH와 sL로 구성된 고속 스위치 레그는 스위칭 주파수로 동작하여 교류 인덕터 전류를 형성하고, sRH와 sRL로 구성된 저속 스위치 레그는 입력 계통전압의 극성에 따라 온오프 동작을 한다. 이러한 특징으로 인해 저속 스위치 레그의 스위치는 상대적으로 저성능의 스위칭 온오프 특성을 가진 소자를 사용하여도 효율에 큰 영향을 끼치지 않는다.

TBPFC의 스위칭 동작에 따른 모드 분석 및 전류 도통 구간을 그림 2에 나타낸다. 그림 2(a)와 2(b)는 계통전압이 (+) 극성을 가질 때의 상황을 나타낸다. 양의 계통전압일 경우 sRH는 오프 상태를 유지해야 하며, 반대로 sRL는 온 상태를 유지해야 한다. 그림 2(a)는 sH 가 온 상태이며, sL가 오프 상태일 때를 나타낸다. 계통 전원에서 부하로 전력을 공급하는 상황일 경우 인덕터 양단 전압이 음의 값을 가지며, 인덕터 전류 기울기는 (−) 극성을 가진다. 또한 DC-link 커패시터가 충전됨과 동시에 부하에 전력을 공급한다. 이와 반대로 그림 2(b)는 sH가 오프 상태이며, sL는 온 상태일 때를 나타내며, 인덕터 양단 전압이 양의 값을 가짐에 따라 인덕터 전류 기울기는 (+) 극성을 가진다. 이 때 DC-link 커패시터는 부하에 전력을 공급함에 따라 방전된다. 이러한 동작은 일반적인 승압형 컨버터의 동작과 유사하며, sL 스위치가 듀티비(Duty, ratio, D)의 기준이 되는 주 스위치로 동작한다. 이때 D를 입력 및 출력전압으로 나타내면 다음과 같다.

그림 2(c)와 2(d)는 계통전압이 (−) 극성을 가질 때의 상황을 나타낸다. 음의 계통전압일 경우 sRH는 온 상태를 유지해야 하며, 반대로 sRL는 오프 상태를 유지해야 한다. 그림 2(c)는 sH가 오프 상태이며, sL이 온 상태일 때를 나타낸다. 계통 전원에서 부하로 전력을 공급하는 상황일 경우 인덕터 양단 전압이 양의 값을 가지며, 인덕터 전류 기울기는 (+) 극성을 가진다. 그림 2(a)와 마찬가지로 DC-link 커패시터가 충전되며 부하에 전력을 공급한다. 그림 2(d)는 sH가 온 상태이며, sL은 오프 상태일 때를 나타내며, 인덕터 양단 전압이 음의 값을 가짐에 따라 인덕터 전류 기울기는 (−) 극성을 가진다. 그림 2(b)와 같이 DC-link 커패시터에 충전된 전압이 부하에 전력을 공급한다. 그림 2(c)와 2(d)의 모드 분석을 통해 알 수 있듯이 sH 스위치가 듀티비의 기준이 되는 주 스위치로 동작한다. 이에 따라 해당 구간에는 sL은 상보 듀티비(Complementary duty ratio, $\overline{D}$)으로 동작해야 하며 수식으로 표현하면 아래와 같다.

식 (1)과 (3)을 통해 계통전압의 극성이 양에서 음으로 바뀌는 순간 듀티비는 1에서 0으로 급변해야 하며, 음에서 양으로 변할 때는 0에서 1로 급변해야 한다. 이러한 듀티비의 급변하는 특성에 따라 계통전압이 변하는 시점에 대한 적절한 제어와 시퀀스가 구현되어야 함을 알 수 있다.

그림 1. Totem-pole bridgeless PFC 회로도

Fig. 1. Circuit diagram of totem-pole bridgeless PFC

그림 2. Totem-pole bridgeless PFC의 동작 모드. (a) 양의 계통전압이며 sH가 Turn-on인 경우, (b) 양의 계통전압이며 sL이 Turn-on인 경우, (c) 음의 계통전압이며 sL가 Turn-on인 경우, (d) 음의 계통전압이며 sH가 Turn-on인 경우.

Fig. 2. Operation mode of totem-pole bridgeless PFC. (a) Positive grid voltage with sH turn-on, (b) Positive grid voltage with sL turn-on, (c) Negative grid voltage with sL turn-on, (d) Negative grid voltage with sH turn-on.

3. Control algorithm of TBPFC

제안하는 TBPFC의 제어 알고리즘은 그림 3과 같다. CCM 구동을 위해 일반적인 PI 제어 구조를 활용하며, 외부루프 제어기는 DC-link 전압제어기며 내부 루프 제어기는 인덕터 전류제어기로 이중 루프 제어 구조를 가진다. 외부 루프에서는 DC-link 전압제어 지령($V_{o}^{*}$)과 센싱되는 vo의 오차에 대한 PI 제어를 수행하며, 인덕터 전류의 직류 성분에 해당하는 지령값을 연산한다. 인덕터 전류제어의 지령은 계통전압과 동상인 교류성분으로 변환되어야 하며, 이를 위해 센싱되는 vg에 위상성분만 반영하기 위해 계통전압의 최대값(vg,peak)값을 나눠준 후 전압제어기 출력에 곱해준다. 이를 통해 최종 인덕터 전류지령($i_{L}^{*}$)을 연산한다.

제어기의 내부루프에서는 $i_{L}^{*}$ 과 센싱되는 iL의 오차에 대한 PI 제어를 수행한다. 여기서 dcon, df 및 d는 각각 듀티비에 대한 제어기 출력, 전향 보상 듀티비, 최종 듀티비를 의미한다. 토폴로지의 특성상 계통전압의 극성이 변경되는 시점에 발생하는 듀티비의 급변을 단일 전류제어기로만 연산하기 어렵기 때문에 입출력 전압값 기준으로 듀티비를 전향보상한다. 계통전압이 양일 경우 식(1)에 해당하는 듀티비를 df로 연산하여 제어기에 반영한다. 반대로 계통전압이 음일 경우 식(3)에 해당하는 듀티비를 df에 반영한다. 최종 산출되는 듀티비는 0에서 1 사이의 값을 가져야 하므로 제한기(Limiter)를 통해 값의 제한을 둔다. 산출된 d를 기반으로 펄스폭 변조(Pulse-width modulation, PWM)를 통해 고속 스위치 레그의 신호를 출력하며, 이를 TBPFC 하드웨어에 인가하여 제어를 수행한다.

제어 시퀀스에 대한 상세 흐름도를 그림 4에 나타내었다. 우선 입력 계통전압의 극성이 변하는 시점을 확인하며, 만약 극성이 변하는 시점이라면 저속 스위치 레그의 스위치 상태를 변경한다. 만약 계통전압의 극성이 음에서 양으로 변한 경우에는 그림 2에 나타낸 바와 같이 sRH를 오프 상태로, sRL을 온 상태로 정의한다. 반대로 극성이 양에서 음으로 변한 경우 sRH를 온 상태로, sRL를 오프 상태로 정의한다. 해당 저속 스위치 레그의 동작에 대한 판단은 그림 4에 나타낸 바와 같이 제어 알고리즘에 의해 정의되는 고속 스위치의 온오프 상태가 변하기 전에 먼저 수행되며, 이를 통해 극성이 변하는 시점에 발생할 수 있는 스파이크성 전류를 방지할 수 있다. 계통전압의 극성 변화에 대한 판단이 결정된 이후에는 그림 3에 나타낸 이중 루프 제어 알고리즘을 수행한다. 또한 계통전압의 극성의 판단을 통해 df에 대한 연산을 연동하여 폐루프 제어기 출력에 반영한다. 최종 제어 출력을 통해 고속 스위치 레그의 스위칭 신호를 출력하여 TBPFC 하드웨어를 구동한다.

그림 3. Totem-pole bridgeless PFC 제어 알고리즘

Fig. 3. Control algorithm of totem-pole bridgeless PFC

그림 4. Totem-pole bridgeless PFC 제어 시퀀스

Fig. 4. Control seqeunce of totem-pole bridgeless PFC

4. Verification

PSIM 시뮬레이션과 HILS 기반의 실험을 통해 TBPFC의 제어 알고리즘을 검증한다. 우선 PSIM 시뮬레이션 결과는 그림 5와 같으며, 적용한 파라미터는 표 1에 정리하였다. 시뮬레이션의 첫 번째 파형은 계통전압과 인덕터 전류파형이며, 계통전압과 동상으로 인덕터 전류가 제어됨에 따라 입력단의 교류 전력이 단위 역률로 제어됨을 확인할 수 있다. 또한 정류 시점에 발생 가능한 스파이크성 전류가 발생하지 않음을 확인할 수 있다. 두 번째 파형은 DC-link 전압과 지령이며, 전압제어가 적절히 수행됨을 검증한다. 단상 PFC 컨버터는 기본적으로 입출력 전력관계에 의해 출력전압은 계통 주파수의 2배에 해당하는 120Hz 리플전압을 포함한다. 다만 필연적으로 발생하는 전압리플이 전류제어에 영향을 끼치지 않음을 확인할 수 있다. 세번째 파형은 제어기 출력인 듀티비를 나타내며, 전향보상 듀티의 반영을 통해 계통전압의 극성에 따라 적절한 출력이 형성됨을 검증할 수 있다. 또한 출력전압 지령이 증가함에 따라 입력전압 대비 승압비가 커져야 하므로 제어 출력인 듀티비의 증감 폭이 점차 감소함을 알 수 있다.

그림 5. PSIM 시뮬레이션 결과. (a) Vo* = 210 V, (b) Vo* = 230 V, (c) Vo* = 250 V

Fig. 5. PSIM simulation results. (a) Vo* = 210 V, (b) Vo* = 230 V, (c) Vo* = 250 V

HILS 기반 실험 환경의 사진은 그림 6과 같고 실험 결과는 그림 7과 같다. 제어 알고리즘의 개발 환경은 TI의 DSP(TMS320F28377D) 기반의 제어보드를 통해 구현하며, HILS 장비는 Typhoon HIL의 HIL602를 이용한다. 또한 HILS와 제어기에 적용한 파라미터 값은 표 1에 명시한 PSIM 시뮬레이션에 적용한 값과 동일하게 적용한다. DSP에서 출력되는 스위칭 신호는 HILS의 디지털 입력(Digital input)으로 인가된다. 계통 입력전압, 인덕터 전류 및 출력전압은 HILS의 아날로그 출력(Analog output)에 각각 할당하여 출력되도록 설정하며, 이를 오실로스코프를 통해 계측한 파형을 그림 6에 나타내었다. 여기서 vgHILS, iLHILS 및 voHILS는 각각 HILS에서 출력되는 계통전압, 인덕터 전류, 출력전압을 나타낸다. 이때 오실로스코프로 설정한 vgHILS, iLHILS 및 voHILS의 Y축 division은 각각 500mV/div, 2V/div, 1V/div이나, 실제 설계될 하드웨어의 전압 및 전류 센서 IC의 이득 및 Op-amp의 게인값을 반영하여 HILS의 아날로그 출력인 DAC(Digital- to-Analog Conversion)를 설정해야 하며, 이를 고려하여 환산된 Y축 division을 나타내면 표 2와 같다. 파형별 출력부하 및 출력전압 지령은 그림 5의 PSIM 시뮬레이션 상황과 동일하게 설정하였다. 제안한 알고리즘을 구현한 결과 시뮬레이션으로 확인한 결과와 마찬가지로 계통전압과 동상으로 인덕터 전류가 제어되어 단위 역률로 제어됨을 확인할 수 있다. 또한 출력전압 지령값에 비례하여 DC-link 출력전압이 제어됨을 확인할 수 있다. 또한 계통전압의 극성이 변경되는 시점에서 스파이크성 전류가 발생하지 않음으로 그림 4에 제안한 제어 시퀀스가 적절히 구현됨을 검증할 수 있다. 시뮬레이션과 HILS 실험을 통해 측정한 역률을 표 3에 정리한다. 여기서 Case 1, Case 2 및 Case 3은 동일 출력부하 조건인 3kW에서 각각 출력전압이 210V, 230V 및 250V일 때의 결과를 의미한다.

그림 6. HILS 실험 환경.

Fig. 6. Photograph of HILS experimental set-up.

그림 7. HILS 실험 결과. (a) Vo* = 210 V, (b) Vo* = 230 V, (c) Vo* = 250 V

Fig. 7. HILS experimental results. (a) Vo* = 210 V, (b) Vo* = 230 V, (c) Vo* = 250 V

표 3에서 나타낸 바와 같이 시뮬레이션 및 HILS 검증을 통해 출력전압 지령과 관계없이 정격부하 조건에서 역률이 0.99 이상을 달성함을 확인할 수 있다.

5. Conclusion

본 논문에서는 TBPFC의 제어 알고리즘을 제안하며, 이를 PSIM 시뮬레이션과 HILS 실험을 통해 검증한다. 제안하는 알고리즘은 일반적인 이중 루프 PI 제어 구조와 전향보상 제어를 활용하며, 계통전압의 극성이 변경됨에 따라 급변하는 스위칭 패턴으로 인해 발생할 수 있는 스파이크성 전류를 발생하지 않도록 스위칭 및 제어 시퀀스를 구현하였다. 제안하는 알고리즘의 검증을 위해 PSIM 시뮬레이션과 HILS 실험을 진행하였으며, 각 과정에서 산출된 결과를 통해 인덕터 전류제어 및 출력전압이 적절히 제어됨을 검증하였다. 제안하는 제어 알고리즘은 교류 계통전압이 안정적인 으로 공급되는 상황을 가정하므로, 추후에는 불안전한 계통상황 발생 시 안정적인 TBPFC의 제어를 위한 고도화된 제어 알고리즘을 연구할 예정이다.