2.1 설계 방안

그림 8은 고출력 송신기의 설계 방안을 나타낸다. 먼저, 고출력 송신기의 설계 사양을 입력/분석하고, 음향 트랜스듀서의 등가 임피던스를 분석한다. 또한, 입력한 고출력 송신기의 설계 사양을 만족하는 최적의 스위칭 소자를 선정한다. 최대 전력을 출력하고 부하 역률을 개선하기 위하여 변압기를 포함한 정합회로를 설계한다. 설계된 정합회로를 고려하여 AC 필터를 설계하고 마지막으로 DC 필터를 설계한다. 그림 8에 따른 세부 설계 과정은 다음절부터 설명한다.

2.2 설계 사양

표 3은 제안하는 고출력 송신기의 설계 사양을 나타낸다. 입력전압은 350[$V_{DC}$]이며, 멀티채널 부하 구동이 요구된다. 송신주파수는 $f_1$∼$f_3$이고 음향 트랜스듀서의 보호를 위하여 전압 제한($V_{limit}$)이 있다. 또한, 수중에서 사용되므로 보드 사이즈에 대한 제약이 존재한다.

2.3 부하 특성 분석

그림 6의 L1과 C1은 송신주파수 대역 내에서 공진하므로 공진주파수에서 부근에서의 음향 트랜스듀서 등가회로는 그림 9와 같다. 트랜스듀서 등가 회로는 커패시터($C_p$)와 저항($R_p$)성분이 병렬로 구성되며, 역률이 매우 낮다. 또한, 멀티 채널 구동 방식을 사용함으로써, 상호 방사 임피던스에 의해 $R_p$ 및 $C_p$ 값이 실시간으로 변한다.

그림 10은 송신주파수에서 그림 9와 같은 등가회로를 갖는 음향 트랜스듀서의 어드미턴스 페이저도를 나타낸다.

$R_p$와 $C_p$는 다음과 같이 계산되며, 식(1)과 (2)를 통해 음향 트랜스듀서의 부하 특성을 분석할 수 있다. 다음 수식에서 YL은 트랜스듀서의 어드미턴스 크기, Φ는 어드미턴스의 위상각을 나타낸다.

2.4 전력반도체 스위칭 소자의 선정

음향 트랜스듀서의 전력 증폭기는 제한된 공간에서 사용되므로 전력 효율 및 밀도가 높아야한다. 이를 위해 최근 개발된 소자(CoolMOS, SiC, GaN)가 전력 손실을 줄이기 위해 사용된다^[8-9].

그림 11은 기존의 Si 반도체와 새로운 와이드 갭 반도체(GaN 및 SiC)의 주요 특성을 비교한 특성도이다. GaN HEMT와 SiC MOSFET은 현재 와이드 갭 반도체 분야에서 주목받고 있는 전력 스위칭 소자이다.

표 4는 비슷한 사양의 Si, SiC 및 GaN 장치의 특성을 나타내며, GaN소자의 경우 1[usec]이내에 보호동작을 수행하는 소자로 선정하였다. 각 소자들의 장단점은 표 4와 같다.

먼저, Si 소자는 열저항이 작으며 단락 사고 발생 시, 약 10[us] 이상 버틸 수 있지만, 스위칭 주파수가 낮고 스위칭 손실 및 역회복 손실이 크며, 게이트의 문턱전압이 높은 단점이 있다.

그에 비해, SiC 소자는 스위칭 손실이 낮고 단락 사고 발생 시, 약 4[us] 이상 버틸 수 있다. 또한, 높은 스위칭 주파수로 동작이 가능하며, 150[ºC]까지 견딜 수 있으므로 열특성이 뛰어나지만, 열저항이 크고 게이트의 문턱전압이 높다.

마지막으로 GaN 소자는 온 저항이 매우 낮고 스위칭 손실과 열저항이 낮으며, 역회복 손실은 없다. 그러나 소자에 따라 단락 사고 발생 시 약 1[us]이내에 파손된다는 치명적인 단점을 가지고 있다^[13]. 그러므로 빠른 차단기능을 갖는 보호회로가 요구되고 그에 따라 다른 소자들에 비해 가격이 매우 높은 단점이 있다.

그러므로 수상함이나 잠수함에 사용되는 전력증폭기는 안정성, 경제성 및 요구되는 사양과 소자의 다양한 특성을 고려하여 SiC MOSFET으로 선정한다.

2.5 변압기 설계

그림 12는 변압기가 포함된 인버터 출력단 회로도이다. 표 2에서 풀 브리지 인버터의 최대 출력 전압은 입력 전압($V_{IN}$)이므로 음향 트랜스듀서의 부하 임피던스가 매우 크기 때문에 큰 전력을 부하에서 출력 할 수 없다. 따라서 고출력 구동을 위하여 변압기를 통한 승압이 요구된다.

인버터의 최대출력 전압($V_{o.pk}$)은 식(3)과 같이 최대 진폭 변조 지수(MImax)와 입력 전압($V_{IN}$)에 의해 결정된다. 변압기의 권선비는 식(4)와 같이 부하전압($V_L$)과 인버터의 출력전압($V_o$), 인덕터의 전압($V_{Lfac}$)에 의해 계산된다. 따라서 변압기의 권선비는 충분한 출력 전력이 부하에 공급될 수 있도록 결정한다.

2.6 정합회로 설계

그림 13은 정합회로 및 음향 트랜스듀서의 등가 부하회로를 나타낸다. 음향 트랜스듀서는 커패시턴스($C_p$)가 병렬로 연결된 형태이므로 역률을 보상해주는 정합회로가 필요하다. 표 3에서와 같이 음향 트랜스듀서의 등가부하($R_p$, $C_p$)는 매우 크게 변화한다. 그러나 모든 부하 조건에서 역률을 보상하는 것은 매우 어려우므로 대표적인 1개의 등가 커패시턴스($C_p$)에 대해 정합회로를 설계한다. 정합회로용 인덕터($L_{mat}$)는 송신주파수($ω_o$)에서 음향 트랜스듀서의 등가 커패시턴스($C_p$)와 공진하며 다음과 같이 계산된다.

2.7 AC 필터 설계

전력 증폭기의 토폴로지로 선정된 풀 브리지 인버터는 높은 스위칭 주파수를 위한 전압형 전력 증폭기이므로 스위칭 주파수 성분을 제거하기 위한 필터가 요구된다.

그림 14는 풀 브리지 인버터 출력단에서 바라본 송신주파수에서 등가회로를 나타낸다. 그림 14에서 부하 저항($R_p$)은 변압기 1차측으로 변환되고, 공진주파수에서 부하 커패시턴스($C_p$)와 정합회로용 인덕턴스($L_{mat}$)는 상쇄되므로 생략이 가능하다.

그림 15와 그림 16은 경부하와 중부하에서 풀 브리지 인버터 출력측의 페이저도를 나타낸다. 그림에서와 같이 AC 필터용 인덕터($L_{fac}$)에 인가된 전압($V_{Lfac}$)이 작다면 부하의 크기에 거의 영향 없이 인버터의 출력전압($V_o$)과 AC 필터용 커패시터($C_{fac}$)에 인가된 전압($V_{Cfac}$)는 거의 같다. 그러므로 AC 필터용 인덕터($L_{fac}$)는 송신주파수($ω_o$)에서 최소 등가부하의 크기($Z_{L.min}$)에 10%가 되도록 다음과 같이 선정한다.

AC 필터용 커패시터($C_{fac}$)는 차단주파수($f_{cutoff}$)에 의해 결정된다. 차단주파수는 최대 송신주파수($f_3$)의 10배가 되는 값으로 선정한다.

그러므로 AC 필터용 커패시터($C_{fac}$)는 다음과 같이 설계된다.

2.8 DC 필터 설계

그림 17은 DC 필터 설계를 위한 회로도이다. 풀 브리지 인버터 출력 전류($i_o$)의 두 배 주파수 성분이 인버터의 입력 전류 ($i_{INV}$)에 포함되므로 이를 제거하기 위한 DC 필터가 요구된다.

그림 18은 인버터의 기본파성분 출력 전압($V_o$)과 출력 전류($i_o$)가 동상이 아닌 경우의 입력 전류($i_{INV}$) 파형을 나타낸다^[14]. 인버터의 입력 전류 ($i_{INV}$)와 인가전압($V_{Cf}$)의 AC 성분은 식(9) 및 식(10)과 같다.

식(9)에서 $P_o$는 인버터 출력 유효전력, $V_{IN}$은 인버터 입력전압, $ω_o$는 송신주파수를 나타낸다. 식(10)에서 $V_r$은 리플전압의 최대진폭을 나타낸다. 식(10)을 통해 DC 필터용 커패시터에 흐르는 전류($i_{Cf}$)는 식(11)과 같다.

인버터 입력 전류($i_{INV}$)의 모든 AC 성분이 DC 필터용 커패시터($C_f$)로 흐른다고 가정하고 리플전압의 최대값($V_r$)을 선정하면, DC 필터용 커패시터($C_f$)는 다음과 같이 산출된다.

DC 필터용 인덕터($L_f$)는 DC 필터의 차단주파수에 의해 설계된다. DC 필터에 인가되는 차단주파수는 최소송신주파수($f_1$)를 고려하여 다음과 같이 선정된다.

그러므로 DC 필터용 인덕터($L_f$)는 다음과 같이 선정된다.

DC 필터를 설계할 때 풀 브리지 인버터에서 순간적으로 정격전력을 출력할 경우 DC 필터용 커패시터($C_f$)의 전압강하를 고려해야 한다.

그림 19는 풀 브리지 인버터에서 순간적으로 전력을 출력할 경우의 등가 회로도를 나타낸다. 그림 19에서 저항(R)은 정격전력인 $P_{rated}$[W]를 출력하는 풀 브리지 인버터의 등가저항으로 408.3[Ω]이다. DC 필터용 커패시터($C_f$)는 DC입력 전압($V_{IN}$)으로 완충된 경우 스위치가 닫히면 DC 필터용 커패시터의 전압($V_{Cf}$)은 다음과 같이 표현된다.

식(15)에서 $V_{Cf}$(0)은 초기전압으로 350[$V_{DC}$]를 나타내며, ωd와 α는 다음과 같다.

앞서 선정한 DC 필터에서 순간적인 정격전력 공급시 DC 필터용 커패시터($C_f$)의 전압강하는 1.59[V]이며, 350[V]의 0.45[%]이다. 그러므로 출력전압도 0.45[%] 감소하지만, 제어기를 통해 출력전압이 일정하게 제어되고 입력전압($V_{IN}$)에 의해 DC 필터용 커패시터($C_f$)의 전압이 350[V]로 빠르게 충전되므로 무시할 수 있다.

3. 실험 결과

그림 20은 설계 가이드라인을 통해 제작된 고출력 송신기이다. 제안하는 고출력 송신기는 DC 필터, 풀 브리지 인버터 AC 필터, 변압기, 정합회로와 송수신 절환기로 구성된다.

그림 21은 송신 구동 특성 검증을 위하여 측정용 회로도이다. 전력 증폭기는 DC 필터, 풀 브리지 인버터를 포함하고 정합회로는 변압기와 정합회로용 인덕터($L_{mat}$)를 포함한다.

그림 22와 그림 23은 음향 트랜스듀서의 임피던스($Z_{nor}$), 위상차($Φ_{nor}$)인 정격 부하에서 $P_{rated}$[W]를 출력하는 실험파형을 나타낸다. 그림 22는 전력 증폭기와 변압기의 전압 및 전류를 측정한 파형이다. 전력 증폭기의 입력전압($V_{IN}$), 입력전류($I_{IN}$), 변압기의 입력전압($V_{pri}$), 전력 증폭기의 출력전류($I_o$)를 나타낸다.

그림 23은 변압기와 부하의 전압 및 전류를 측정한 파형이다. 변압기의 입력전압($V_{pri}$), 전력 증폭기의 출력전류($I_o$), 부하전압($V_L$), 부하전류($I_L$)를 나타낸다. 그림 23에서 인버터의 출력 전류($I_o$)는 많은 리플성분을 가지고 있지만 AC 필터와 변압기를 통해 부하 전류($I_L$)의 THD가 많이 개선된 것을 확인 할 수 있다.

그림 24는 임피던스 크기는 최소($Z_{min}$), 위상차는 최대인(Φmax) 부하에서 $P_{rated}$[W]를 출력하는 실험파형이다. 변압기의 입력전압($V_{pri}$), 입력전류($I_{pri}$), 부하전압($V_L$), 부하전류($I_L$)를 나타낸다. 임피던스 크기가 작으므로 낮은 전압, 높은 전류에서 $P_{rated}$[W]를 출력한다.

그림 25는 임피던스 크기는 최대(Zmax), 위상차는 최대인(Φmax) 부하에서 $V_{limit}$*를 출력하는 실험파형이다. 변압기의 입력전압($V_{pri}$), 입력전류($I_{pri}$), 부하전압($V_L$), 부하전류($I_L$)를 나타낸다. 부하 임피던스 크기가 크므로 $P_{rated}$[W]를 출력하는 부하전압($V_L$)은 제한전압($V_{L.limit}$)을 초과하게 된다. 그러므로 $P_{rated}$[W]출력이 아닌 $V_{limit}$* 출력 파형을 나타낸다.

그림 23-25에서 알 수 있듯이 부하전압($V_L$)과 부하전류($I_L$)의 역률은 병렬 연결된 커패시턴스에 의해 낮지만, 정합회로를 통해 역률이 개선되어 변압기의 입력전압($V_{pri}$)과 입력전류($I_{pri}$)의 역률은 매우 높다. 또한, 음향 트랜스듀서의 등가 커패시턴스로 인해 부하전류($I_L$)의 THD는 상대적으로 높지만, 부하전압($V_L$)의 THD가 매우 낮다.

그림 26은 전력에 따른 전력 증폭기, 정합회로 및 고출력 송신기의 효율을 나타낸다. 정격전력 부근에서 전력 증폭기는 90[%]이상의 효율을 나타내며 최대 효율은 95.12[%]이다. 정합회로의 효율은 최소 94.94[%]이며, 최대 97.62[%]이다. 그러므로 고출력 송신기의 효율은 정격전력 부근에서 약 90[%]이며, 최대 92.86[%]이다.

그림 27은 전력에 따른 부하전압 및 부하전류의 THD를 나타낸다. 최대 $P_{rated}$[W]조건에서 부하전압의 THD는 2.66 [%], 부하전류의 THD는 6.09[%]임을 확인하였다. 전압 및 전류 THD의 차이는 음향 트랜스듀서의 등가 커패시턴스에 의한 것으로 사료된다.