1. 서 론

전기 추진시스템의 발전에 따라, 고효율과 높은 안정성을 가진 매입형 영구자석 동기전동기(Interior permanent magnet synchronous motor, IPMSM)는 전기차, 철도 등의 많은 산업 분야에서 활용되고 있다^[1-3]. IPMSM은 회전자가 영구자석으로 구성되어, 영구자석의 재료인 희토류 공급의 불안정성과 가격변동에 큰 영향을 받으며 희토류 자석 채굴 과정에서 환경오염 문제가 존재한다. 따라서, 이를 대체할 수 있는 비 희토류 전동기 중에서 IPMSM과 유사한 높은 출력 성능을 가지는 계자권선형 동기전동기(Wound field synchronous motor, WFSM)에 대한 연구가 활발히 진행되고 있다^[4-8]. WFSM은 회전자가 계자권선에 감긴 구조로 계자권선에 계자전류($I_{f}$)를 인가하여 자속을 발생시킨다. 따라서, $I_{f}$ 제어를 통하여 회전자에서 발생하는 자속을 자유롭게 제어할 수 있어 고속, 고효율의 넓은 운전영역을 확보할 수 있다^[9]. 게다가, $I_{f}$와 고정자 전류($I_{s}$)를 독립적으로 제어할 수 있어, 목적에 따라 효율 최적화, 토크 리플 저감 등의 다양한 제어 전략을 적용할 수 있다^[10-12]. 따라서, WFSM은 Slip-ring과 Brush와 같은 정류자의 사용이 필수적임에도 불구하고 자속 제어의 자유도가 높아 우주, 선박, 항공, 차량 등의 다양한 전기 산업 분야에서 사용된다^[13-16].

WFSM의 구동 시스템은 크게 교류전류 인가를 위한 3상 인버터와 계자자속($\phi_{f}$) 생성을 위한 계자회로로 구성된다. 계자회로의 경우, 일정한 자속 발생을 위해 일정한 $I_{f}$의 공급이 필요하므로 단방향 DC/DC 토폴로지 중에서 다이오드 정류기, Buck 컨버터, H-bridge 인버터 등을 적용할 수 있다^[17]. 본 논문에서는 그림 1과 같이 Unipolar 스위칭 방식의 H-bridge 인버터를 사용하여 계자회로를 구성하였고, 스위칭 주파수의 2배의 주파수가 계자전압에 출력됨에 따라 $I_{f}$ 리플의 크기를 감소시킬 수 있다.

그림 1. 계자권선형 동기전동기의 구동 시스템 개요.

Fig. 1. Overview of WFSM drive system.

고속영역에서 전동기의 속도가 증가함에 따라 역기전력이 증가하여 전동기 구동을 위해 요구되는 인버터의 전압이 상승하게 된다. 하지만, 인버터의 전압은 최대 출력 전압으로 제한되므로 정격 속도 이상의 운전영역에서는 토크를 생성하기 위한 전압 출력이 불가능하다. 따라서, 전동기를 고속으로 구동하는 경우 역기전력을 일정하게 유지하기 위해 공극의 유효 자속을 감소시키는 약자속 제어 방법이 요구된다^[18-19].

고속 운전을 위해 $I_{s}$만을 이용하여 공극의 유효 자속을 감소시키는 IPMSM과 다르게, WFSM은 회전자에서 발생하는 자속을 직접 제어할 수 있으므로 두 가지 약자속 제어 방법을 사용할 수 있다. 고정자 쇄교자속($\lambda_{s}$) 감소 제어 방법(Armatrue-weakening control method, AW)의 경우는 음의 d축 고정자 전류를 인가하여 $\phi_{f}$의 자속 방향과 반대 방향으로 자속을 발생시켜 약자속 제어를 수행한다^[20]. 반면에, $\phi_{f}$ 감소 제어 방법(Field-weakening control method, FW)의 경우는 $I_{f}$를 감소시켜 회전자에서 발생하는 $\phi_{f}$을 직접적으로 감소시키는 제어 방법이다^[20-22].

약자속 제어를 위한 고속영역의 제어기는 일반적으로 피드백 제어기로 구성된다[20, 22-24]. 피드백 제어기는 제어기의 출력과 지령의 비교 결과를 제어기의 입력으로 사용하여 오차를 최소화하는 제어기 응답을 출력하는 구조이다. 따라서, 오차가 발생한 이후에 제어기가 동작하여 오차를 제거하기 때문에 제어에 많은 시간이 소요되며 제어의 추종 특성이 저하된다는 문제점이 있다. 이를 개선하기 위하여 제어기의 대역폭을 증가시켜 응답 특성을 향상시킬 수 있지만, 대역폭의 증가는 스위칭 주파수와 전류 샘플링 주기에 제한된다. 또한, 큰 대역폭을 사용하는 경우 노이즈로 인해 제어가 불안정해진다. 결과적으로, 일반적인 정격 속도 이상의 고속영역에서는 약자속 제어기의 성능 향상을 위해 별도의 제어 방법이 요구된다.

^[22]에서는 WFSM의 고속 운전을 위하여 전류제어기의 출력전압을 궤환하는 피드백 방식의 약자속 제어기를 적용하였다. 하지만, ^[22]에서는 WFSM의 약자속 제어 성능 향상을 위한 전향 보상 제어에 대한 내용은 분석되지 않았다. 반면에, ^[24]에서는 고속영역에서 운전 조건을 이용하여 속도 증가에 따른 전향 보상 성분을 미리 계산하여 이를 전류제어기의 출력에 반영함으로써 WFSM의 약자속 제어기에 전향 보상 제어를 추가하여 대역폭의 변화없이 제어 성능을 향상시킬 수 있는 방법이 제안하였다. 하지만, ^[24]에서는 제안하는 방법의 타당성을 검증하기 위한 실험 결과가 포함되지 않았다.

본 논문에서는 고속영역 진입 시 과도응답 특성을 개선하기 위하여 WFSM 약자속 제어기의 지령 추종 성능 향상 방법을 제안한다. 제안하는 방법은 고속 운전 조건을 만족하는 WFSM 약자속 제어 방법의 운전곡선을 분석하고 운전점을 수식적으로 도출한다. 따라서, 도출된 약자속 제어 운전점에 대하여 전향 보상을 적용함으로써, 고속영역 진입 시 정상상태에 빠르게 도달할 수 있다. 제안하는 방법의 타당성은 TexasInstrument (TI) 의 TMS320F28388D Digital Signal Processor (DSP) 모듈을 이용한 5kW급 WFSM 실험 결과를 통해 검증한다.

그림 2. 동기좌표계에서 WFSM 벡터 다이어그램.

Fig. 2. Vector diagram of the WFSM in synchrounous reference frame.

2. 약자속 제어 방법에 따른 운전점 변화

전동기에 인가되는 전압과 전류는 각각 인버터의 최대 출력 전압($V_{s\max}$)과 최대 고정자 전류($I_{s\max}$)로 제한된다. 두 조건을 동기 좌표계에서 나타내면 다음과 같이 표현된다.

여기서, $V_{de}$와 $V_{qe}$는 d-q축 고정자 전압, $I_{de}$와 $I_{qe}$는 d-q축 고정자 전류이다. 고속영역에서는 식 (1)을 만족하는 고정자 전류 조합으로 운전해야 한다. 따라서, 약자속 제어를 수행하기 위한 전향 보상 성분을 수식적으로 도출하기 위해, 본 장에서는 WFSM의 두 가지 약자속 제어 방법에 따른 운전점 변화에 대해 분석한다.

2.1 WFSM의 수학적 모델링

그림 2는 d-q축 동기 좌표계에서 WSFM 벡터 다이어그램으로, d축은 자속을 나타내는 축이며 q축은 토크를 나타낸다. 동기 좌표계에서 WFSM의 d-q축 고정자 전압 방정식은 다음과 같다.

(2)

$V_{de}=R_{s}I_{de}+\dfrac{d\lambda_{de}}{dt}+E_{de}$,

$V_{qe}=R_{s}I_{qe}+\dfrac{d\lambda_{qe}}{dt}+E_{qe}$,

여기서, $R_{s}$는 고정자 저항, $E_{de}$와 $E_{qe}$는 d-q축 역기전력을 나타내며, $E_{de}$와 $E_{qe}$는 회전자의 각속도($\omega_{r}$)와 d-q축 고정자 쇄교자속인 $\lambda_{de}$, $\lambda_{qe}$를 사용하여 다음과 같이 나타낼 수 있다.

그림 3. AW 제어 방법에서 WFSM의 운전점 변화.

Fig. 3. Changing the operating point of the WFSM in the armature-weakening control method.

(3)

$E_{de}=-\omega_{r}\lambda_{qe}$, $E_{qe}=\omega_{r}\lambda_{de}$,

(4)

$\lambda_{de}=L_{ds}I_{de}+\phi_{f}$, $\lambda_{qe}=L_{qs}I_{qe}$, $\phi_{f}=L_{md}I_{f}^{'}$,

여기서, $L_{ds}$와 $L_{qs}$는 d-q축 고정자 인덕턴스, $L_{md}$는 d축 자화 인덕턴스를 나타내며, 윗 첨자($^{'}$)는 고정자 측에서 본 계자 측 파라미터를 의미한다. $I_{f}^{'}$는 계자와 고정자의 권선비($N_{f}/N_{s}$)를 사용하여 다음과 같이 표현된다^[25].

(5)

$I_{f}^{'}=\dfrac{2}{3}\dfrac{N_{f}}{N_{s}}I_{f}$.

$\lambda_{s}$을 가진 모터가 $\omega_{r}$의 속도로 회전하는 경우, 쇄교자속과 속도의 곱으로 나타나는 역기전력이 발생한다. 고속영역에서 유도되는 역기전력이 매우 크므로, 식 (2)에서 고정자 저항으로 인한 전압강하 성분($R_{s}I_{de}$, $R_{s}I_{qe}$)은 상대적으로 무시되며 정상상태에서 시간에 따른 쇄교자속의 변화($d\lambda_{de}/dt$, $d\lambda_{qe}/dt$)은 없다고 가정한다. 따라서, 식 (2)와 식 (3)을 식 (1)에 대입하여 고속영역에서 WFSM의 전체 역기전력 성분은 다음과 같이 나타낼 수 있다.

(6)

$\left(V_{s\max}\right)^{2}=\left(\omega_{r}L_{ds}I_{de}+\omega_{r}\phi_{f}\right)^{2}+\left(\omega_{r}L_{qs}I_{qe}\right)^{2}$.

2.2 약자속 제어 방법에 따른 운전점 변화 분석

AW 제어 방법은 그림 3과 같이 나타낼 수 있다. 단위 전류당 최대 토크(Maximum Torque Per Ampere, MTPA) 제어 이후, $\omega_{r}$ 증가에 따라 전압 제한 타원의 반지름이 감소하게 되어 전류 제한 원과 교점이 발생한다. 이 교점은 약자속 제어의 시작점으로 그림 3에서 점 k로 나타낼 수 있다. k로부터 제어주기($T_{s}$) 이후, 전압 제한 타원이 축소됨에 따라 AW 제어 방법을 수행하기 위한 $I_{de}$는 k번째 $I_{de}$($I_{de,\: k}$)에서 감소하여 k+1번째 $I_{de}$($I_{de,\: k+1}$)로 이동한다. 동시에, $I_{qe}$는 전류 제한 조건을 만족하는 최대 토크를 위한 전류 조합으로 운전된다. 결과적으로 AW 제어 방법을 사용한 경우, 전 속도 운전곡선은 그림 4와 같다. 그림 4에서, 점 A는 약자속 제어 시작점을 나타내며 $I_{de}$는 전압 제한 타원의 축소에 따라 감소한다. 따라서, 운전점은 전류 제한 조건을 만족하기 위해 $I_{qe}$가 감소함에 따라 점 A에서 제 2사분면 방향으로 이동하여 점 B에 도달하게 된다. 점 B는 $\phi_{f}>L_{ds}I_{s\max}$의 관계로 설계된 WFSM의 최대속도 운전점이다. 이때, 전압 제한 타원($\omega_{r,\: \max -AW}$)은 전류 제한 원과 외접한다.

그림 4. AW 제어 방법의 전 속도 운전곡선.

Fig. 4. Full-speed operating curve of armature-weakening control method.

그림 5. FW 제어 방법에서 WFSM의 운전점 변화.

Fig. 5. Changing the operating point of the WFSM in the field-weakening control method.

그림 6. FW 제어 방법의 전 속도 운전곡선.

Fig. 6. Full-speed operating curve of field-weakening control method.

FW 제어 방법은 그림 5와 같이 나타낼 수 있다. k로부터 $T_{s}$ 이후, FW 제어 방법을 수행하기 위한 $I_{f}$는 k번째 $I_{f}$($I_{f,\: k}$)에서 감소하여 k+1번째 $I_{f}$($I_{f,\: k+1}$)로 이동한다. 동시에, $I_{de}$와 $I_{qe}$는 감소하는 $\phi_{f}$에 따라 최대 토크를 출력하기 위한 전류조합으로 선정된다. 따라서, FW 제어 방법을 사용한 경우, 전 속도 운전곡선은 그림 6과 같다. 그림 6에서, MTPA 제어 구간의 운전곡선은 최대 토크 출력을 위해 $I_{f}$가 정격전류로 자화되어 제 2사분면에 위치하게 된다[10, 22]. 하지만, FW 제어를 수행하게 되면서 $I_{f}$가 감소하기 때문에 전압 제한 타원의 중심($-\phi_{f}/L_{ds}$)이 원점 방향으로 이동하게 된다. 결과적으로, FW 제어 방법을 사용함으로써 운전점은 점 A에서부터 제 1 사분면 방향으로 이동하여 점 B에 위치하게 된다. 더불어, $\phi_{f}>L_{ds}I_{s\max}$의 특성으로 설계된 WFSM은 최대속도에서 전압 제한 타원이 ($\omega_{r,\: \max -FW}$) 전류 제한 원 내부에 존재할 수 있어 AW 제어 방법보다 FW 제어 방법이 더 큰 최대속도를 가지게 된다^[22].

3. WFSM의 전향 보상을 이용한 약자속 제어 방법

전 장에서 WFSM의 두 가지 약자속 제어 방법의 운전곡선 변화를 분석함으로써 약자속 제어 구간에서 운전점은 전압 제한 타원과 전류 제한 원의 교점임을 확인하였다. 본 장에서는 고속 운전 조건을 이용하여 약자속 제어 방법에 따른 전향 보상 성분을 수식적으로 도출한다. 더불어, 도출된 전향 보상 성분을 이용한 약자속 제어 방법을 제안함으로써 고속영역 진입 시 과도응답 특성을 개선한다.

3.2 약자속 제어 방법에 따른 전향 보상 성분

AW 제어 방법의 전향 보상 성분을 수식적으로 도출하기 위해 식 (6)을 $I_{de}$에 대한 수식으로 정리하면 다음과 같다.

(7)

$AI_{de}^{2}-2BI_{de}-C=0$,

$A=L_{qs}^{2}-L_{ds}^{2}$, $B=L_{ds}\phi_{f}$ ,

$C=\phi_{f}^{2}+L_{qs}^{2}I_{s\max}^{2}-\left(V_{s\max}/\omega_{r}\right)^{2}$,

여기서, A, B, C는 다항식의 계수이며 $I_{de}$에 대한 2차 방정식으로써 속도 증가에 따라 변화하는 전압 제한 타원과 전류 제한 원의 교점을 의미한다. 따라서, 식 (7)을 통해 AW 제어 방법의 전향 보상 성분($I_{de,\: FF}^{*}$)을 수식적으로 도출하면 다음과 같이 나타낼 수 있다. 식 (8)에서 위 첨자($*$)는 지령 값을 의미한다.

그림 7. 전향 보상 제어 블록도

Fig. 7. Feed-foward compensation block diagram

(8)

$I_{de,\: FF}^{*}=\dfrac{B-\sqrt{B^{2}+AC}}{A}$,

FW 제어 방법의 전향 보상 성분을 수식적으로 도출하기 위해 식 (6)을 $I_{f}^{'}$에 대한 수식으로 정리하면 다음과 같이 나타낼 수 있다.

(9)

$DI_{f}^{'2}+2EI_{f}^{'}-F=0$,

$D=L_{md}^{2}$, $E=L_{ds}L_{md}I_{de}$ ,

$F=\left(L_{qs}^{2}-L_{ds}^{2}\right)I_{de}^{2}-L_{qs}^{2}I_{s\max}^{2}+\left(V_{s\max}/\omega_{r}\right)^{2}$,

여기서, D, E, F는 다항식의 계수이며 $I_{f}^{'}$에 대한 2차 방정식으로써 식 (9)의 해는 전압 제한 타원과 전류 제한 원의 교점을 의미한다. 따라서, 해를 구함으로써 FW 제어 방법의 고정자 측 전향 보상 성분($I_{f,\: FF}^{'*}$)을 수식적으로 도출하면 다음과 같이 나타낼 수 있다.

(10)

$I_{f,\: FF}^{'*}=\dfrac{-L_{ds}I_{de}+\sqrt{-L_{qs}^{2}I_{qe}^{2}+\left(V_{s\max}/\omega_{r}\right)}}{L_{md}}$.

더불어, 계자전류 제어기에 전향 보상 성분을 직접 적용하기 위해 식 (10)에 식 (5)를 대입하면 FW 제어 방법의 계자 측 전향 보상 성분($I_{f,\: FF}^{*}$)은 다음과 같이 나타낼 수 있다.

(11)

$I_{f,\: FF}^{*}=I_{f,\: FF}^{'*}\dfrac{3}{2}\dfrac{N_{s}}{N_{f}}$.

3.3 전향 보상을 적용한 약자속 제어기의 과도응답 개선

고속영역 진입 시 예측 가능한 외란을 약자속 제어기의 전향 보상 성분으로 반영하는 경우, 제어 효과를 나타내면 그림 8과 같다. 그림 8에서 A 구간은 MTPA 제어를 수행하는 일정 토크 영역이며 A 구간 이후는 약자속 제어를 수행하여 토크가 감소하는 일정 출력 영역에 해당한다. PI 제어기만을 사용하는 경우, 외란을 빠르게 제거하지 못하여 정상상태에 도달하는 시간으로 $T_{2}$가 소요된다. 반면에, PI 제어기에 전향 보상 성분을 추가하는 경우 외란이 빠르게 제거되어 정상상태에 도달하는 시간으로 $T_{1}$가 소요된다. 따라서, PI 제어기에 전향 보상 성분을 추가한 약자속 제어기를 사용하는 것이 속도 증가에 따라 발생하는 외란을 빠르게 제거하여 약자속 제어기의 과도상태 응답을 개선할 수 있다.

그림 8. 약자속 제어기의 전향 보상 제어 효과.

Fig. 8. Feed-forward compensation control effect of flux-weakening controllers.

그림 9. 약자속 제어 방법의 제어 블록도 (a) AW 제어기, (b) FW 제어기.

Fig. 9. Control diagram of flux-weakening control method (a) Armature-weakening controller, (b) Field-weakening controller.

과도상태 응답을 효과적으로 개선하는 약자속 제어를 수행하기 위해서는 정확한 전향 보상 성분이 요구된다. 따라서, 전동기에 인가하는 전류에 따른 인덕턴스의 비선형적인 변화를 반영해야 한다. WFSM의 제어변수($I_{de},\: I_{qe},\: I_{f}$)에 따라 인덕턴스의 변화를 예측할 수 있으나 ^[25], 본 논문에서는 그림 9와 같이 3가지 전류 조합에 따른 인덕턴스 테이블(Look-up table, LUT)을 적용하여 전향 보상 성분을 계산한다. 그림 9에서, AW 제어 방법의 피드백 성분($I_{de,\: FB}^{*}$) 또는 FW 제어 방법의 피드백 성분 ($I_{f,\: FB}^{*}$)은 PI 제어기 출력값이며, 각각의 전향 보상 성분($I_{de,\: FF}^{*}$, $I_{f,\: FF}^{*}$)을 더하여 약자속 제어기 출력값으로 사용한다.

그림 10. WFSM 실험 세트.

Fig. 10. Experimental setup of WFSM drive.

표 1 실험조건과 WFSM 파라미터

Table 1 Experimental conditions and WFSM parameters.

Parameters	Value
Stator resistance ( $R_{s}$)	0.304
Field resistance ($R_{f}$ )	4.993
d-axis magnetic inductance ($L_{md}$ )	2.66mH
q-axis magnetic inductance ($L_{mq}$ )	2.71mH
Stator leakage inductance ($L_{ls}$ )	0.68mH
Maximum stator current ($I_{s\max}$ )	10A
Rated Field current ($I_{f}$ )	6A
DC-link voltage ( $V_{DC}$)	300V
Turns ratio ($N_{s}/N_{f}$ )	6/75
Number of pole	16
Switching frequency ( $f_{sw}$)	10kHz

4. 실험 결과

전 장에서 도출된 전향 보상 성분을 적용한 약자속 제어 방법을 DSP TMS320F28388D 모듈에서 구현하여 실제 제어 상황에서 과도상태가 개선되는지 확인하였다. 실험은 그림 10과 같이 5kW급 WFSM 축소형 실험 세트를 이용하여 진행하였다. 실험조건과 WFSM 파라미터는 표 1과 같다. 데드타임은 1us로 사용하였고 $I_{s}$는 10A, $I_{f}$는 6A 그리고 $V_{s\max}$는 50V로 설정하여 실험을 진행하였다.

AW 제어기에 전향 보상을 적용한 실험 결과는 그림 11과 같다. 그림 11(a)와 같이 PI 제어기만 사용하는 경우, 고정자 전압을 일정하게 제어하기 위해 $I_{de,\: FB}^{*}$만을 사용하여 d축 전류 지령을 생성하였고 고속영역 진입 시에 약 4.4V의 오버슈트가 발생하였다. 반면에, 그림 11(b)에서 PI 제어기에 전향 보상을 적용함으로써 $I_{de,\: FF}^{*}$가 추가됨을 확인할 수 있으며 이라서, 전향 보상을 사용하여 고속영역 진입 시에 발생하는 오버슈트를 약 2V 감소시켰으며 정상상태 도달시간이 약 0.5s 단축된 것을 확인할 수 있다. 더불어 인덕턴스 테이블을 사용하여 계산된 전향 보상을 적용한 AW 제어 방법의 전 속도 구간 실험 결과는 그림 12와 같다. $I_{s}$의 증가에 따라 MTPA 제어를 수행하며 최대 토크를 위한 전류 조합으로 제어를 수행하였다. 속도 증가에 따라, 인덕턴스 테이블을 피드백 받아 계산된 $I_{de,\: FF}^{*}$이 적용되었고 고속영역진입 시의 과도응답이 개선되며 제어가 안정적으로 수행된 것을 확인할 수 있다.

그림 11. AW 제어기에 전향 보상 적용 (a) PI 제어기만 사용한 경우, (b) PI 제어기에 전향 보상을 추가한 경우.

Fig. 11. Applying feed-forward compensation to armature-weakening controllers (a) Case of only using PI controller, (b) Case of adding feed-foward compensation to PI controller.

그림 12. AW 제어 방법의 전 속도 구간 운전.

Fig. 12. Operating the entire speed region of armature-weakening control method.

그림 13. FW 제어기에 전향 보상 적용 (a) PI 제어기만 사용한 경우, (b) PI 제어기에 전향 보상을 추가한 경우.

Fig. 13. Applying feed-forward compensation to field-weakening controllers (a) Case of only using PI controller, (b) Case of adding feed-foward compensation to PI controller.

그림 14. FW 제어 방법의 전 속도 구간 운전.

Fig. 14. Operating the entire speed region of field-weakening control method.

FW 제어기에 전향 보상을 적용한 실험 결과는 그림 13과 같다. 그림 13(a)에서, 피드백 성분인 $I_{f,\: FB}^{*}$만을 사용하여 약자속 제어를 수행하면서 고속영역 진입 시에 약 6.95V의 오버슈트가 발생하였다. 반면에, 그림 13(b)에서는 속도 증가에 따라 인덕턴스 테이블을 피드백 받아 계산된 $I_{f,\: FF}^{*}$를 사용하여 전향 보상을 적용함으로써 고속영역 진입 시에 발생하는 오버슈트를 약 5.2V 감소시켰으며 정상상태 도달시간은 약 1.7s 단축하였다. 결과적으로, FW 제어 방법의 전 속도 구간 실험 결과는 그림 14와 같이 고속영역 진입 시의 과도응답이 개선되며 제어가 안정적으로 수행된 것을 확인할 수 있다.

5. 결 론

본 논문에서는 WFSM의 전향 보상을 이용한 약자속 제어 방법을 제안하였다. 또한, WFSM의 두 가지 약자속 제어 방법의 운전곡선 변화를 분석하고 약자속 제어 영역의 고정자 전류 조합을 수식적으로 도출하였다. 이를 바탕으로 약자속 제어 방식에 따른 고정자 전류와 계자전류의 전향 보상 성분을 계산하였으며, 이를 통해 고속영역 진입 시에 발생하는 전압 오버슈트를 감소시키고 정상상태에 도달시간을 단축하였다. 본 논문에서 제안한 방법은 DSP TMS320F28388D 모듈을 이용하여 검증하였으며 제안하는 약자속 제어 방법이 전 속도 구간에서 안정적으로 적용되는 것을 실험 결과를 통해 확인하였다.