Mobile QR Code QR CODE : The Transactions of the Korean Institute of Electrical Engineers

  1. (Dept. of Electronics Engineering, Kangwon National University, South Korea)
  2. (Dept. of Electrical and Electronics Engineering, Konkuk University, South Korea)



Image monitoring system, Video surveillance, Disposable IoT, CMOS, RF-to-DC converter, Cross-coupled rectifier, RF energy harvest, Tunable impedance matching network, Power conversion efficiency

1. 서론

최근 사물인터넷(Internet of Things) 시대를 맞아 수많은 센서들을 통해 다양한 사물들과 사람들이 유기적으로 연결되고 있다. 이러한 첨단 융합기술은 재난ㆍ안전 분야에서도 각광 받고 있다. 기존의 재난예방으로는 무인항공기(Drone)를 이용하여 모니터링하는 기술이 사용되고 있었다. 하지만 이러한 재난 무인항공기는 여러 가지 한계와 문제점들을 가지고 있다. 첫 번째로 재난을 모니터링하기 위해서 사용되는 재난 무인항공기는 여러 가지 원인에 의해 추락하여 안전문제를 야기한다. 다음으로는 사유지를 녹화하는 등과 같은 사생활 침해 문제에서 자유로울 수 없다.

하지만 사물인터넷기반의 재난예방 및 안전 모니터링 기술은 이러한 기존의 재난 무인항공기의 문제점들을 모두 해결함과 동시에 재난 무인항공기보다 더 효과적인 모니터링이 가능하다. 사람과 무인항공기가 들어 갈 수 없는 장소 또한 사물인터넷 영상 시스템을 설치하여 모니터링이 가능하다. 이러한 장소에 설치할 사물인터넷 영상 시스템의 근본적인 문제점은 전원공급에 있다.

재난예방을 위한 사물인터넷 영상 시스템의 전원공급 문제는 RF 에너지 하베스팅(Energy Harvesting) 기술을 이용하여 해결할 수 있다. 이에 RF 에너지 하베스팅에 대한 연구가 활발히 이루어지고 있다[1-7]. 그림. 1은 일반적인 RF 에너지 하베스터(Energy Harvester)의 전체 시스템 블록도를 보여준다. RF 에너지 하베스터는 임피던스 매칭 네트워크(Impedance Matching Network), RF-to-DC 정류기(Rectifier)와 에너지 스토리지(Energy Storage)로 구성된다.

그림. 1. RF 에너지 하베스터의 시스템 블록도

Fig. 1. Block diagram of RF energy harvester system

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임피던스 매칭 네트워크는 안테나와 정류기의 임피던스 매칭을 통해 입력 받은 RF 신호를 최소화된 전력 손실(Power Loss)로 정류기의 입력에 전달한다. 정류기는 매칭 네트워크를 통해 전달 받은 교류(AC) 신호를 직류(DC) 신호로 정류한다. 정류기에 의해서 정류된 직류 전류와 전압은 에너지 스토리지(Energy Storage)에 저장된다. 따라서 일반적인 RF 에너지 하베스터의 RF-to-DC 변환 효율(Conversion Efficiency)은 다음과 같이 정의된다.

(1)
$\eta _ { R F - D C \text { conversion } } = \eta _ { M N } \times \eta _ { \text {Rect} }$

RF 에너지 하베스터의 RF-to-DC 변환 효율은 (1)과 같이 매칭 네트워크의 효율과 정류기의 효율의 곱으로 나타나기 때문에, RF-to-DC 변환 효율을 최적화하기 위해서는 정류기의 효율 최적화뿐만 아니라 매칭 네트워크 효율의 최적화도 중요하다.

RF 에너지 하베스터의 RF-to-DC 변환 효율을 최적화 하기 위한 임피던스 매칭 네트워크에 대한 연구가 활발히 진행되고 있다[2,3]. [2][2]는 550MHz, 750MHz, 900MHz, 1.85GHz, 2.15 GHz, 2.45 GHz의 여섯 개의 주파수대역을 매칭하는 매칭 네트워크를 제안했다. 하지만, RF 에너지 하베스터에 사용되는 매칭네트워크를 구성하는 커패시터와 인덕터를 모두 오프-칩(Off-Chip) 소자들로 구성하여 RF 에너지 하베스터의 시스템의 크기가 커지고, 부품 수가 증가하는 단점이 있다. [3][3]은 1.8GHz와 2.2GHz의 두 주파수대역을 지원하는 듀얼-밴드( Dual- Band) 매칭 네트워크를 제안했다. 이 논문에서 사용한 듀얼-밴드 매칭 네트워크 또한 모두 오프-칩 소자들을 이용하여 시스템의 크기가 커지고 부품 수가 증가하여 가격이 상승하는 문제가 발생하게 된다.

본 논문에서는 온-칩 커패시터 어레이를 적용한 임피던스 매칭 네트워크를 사용하여 광대역 전력 매칭이 가능한 RF 에너지 하베스터를 제안하였다. 제안한 에너지 하베스터는 주위에서 가장 흔히 사용하고 있는 700MHz부터 900MHz의 이동통신 주파수 대역의 RF 신호를 이용하여 700MHz에서는 72.25%, 800 MHz에서는 64.97%, 900MHz에서는 66.28%의 피크 RF-to-DC 변환효율을 가진다.

2. 제안하는 RF-to-DC Converter

그림. 2는 제안하는 가변(Tunable) 임피던스 매칭 네트워크를 이용한 광대역 RF 에너지 하베스터의 전체 블록도를 보여준다. 제안한 RF 에너지 하베스터는 오프-칩 발룬, 오프-칩 인덕터, 온-칩 커패시터 어레이(Capacitor Array), 온-칩 차동 교차-결합 정류기 (Differential-Drive Cross-Coupled Rectifier)와 온-칩 에너지 스토리지로 구성되어 있다. 제안하는 가변 임피던스 매칭 네트워크는 L형 매칭(L-Match)을 하도록 설계되었다. 기존의 연구들은 L형 매칭 네트워크를 구성하기 위해 고정 값의 오프-칩 인덕터와 커패시터를 사용하였기 때문에 특정주파수에서만 전력 매칭이 가능하였다. RF에너지 하베스터의 임피던스 매칭 네트워크의 효율 최적화를 위해서는 크게 두 가지 조건이 요구된다. 첫 번째는 넓은 주파수대역의 RF 무선 통신 신호들을 에너지 하베스팅하기 위해 광대역 매칭 네트워크를 설계해야한다. 두 번째는 RF 입력 신호의 큰 동적영역(Dynamic Range)을 지원할 수 있는 매칭 네트워크가 요구된다. 하지만, RF 신호의 입력 전력 크기에 따라 정류기의 입력 임피던스가 변하기 때문에 입력되는 모든 전력크기에 대해 최적의 전력 매칭은 불가능하다. 따라서 정류기가 피크 전력 변환 효율(Peak Power Conversion Efficiency)을 가지는 입력 전력 범위에서 임피던스 매칭 네트워크의 효율을 최적화하는 것이 전체 시스템의 RF-to-DC 변환 효율을 최적화하기에 가장 유리하다. 따라서 제안하는 가변 임피던스 매칭 네트워크는 고정 값의 오프-칩 인덕터와 집적화된 온-칩 4-비트(Bit) 커패시터 어레이로 구성되어 디지털 컨트롤 신호에 따라 700 MHz부터 900 MHz의 이동통신 주파수대역을 모두 지원할 수 있다. 또한 제안하는 RF 에너지하베스터에 사용되는 교차 차동-결합 정류기의 피크 효율을 갖는 입력 임피던스를 기준으로 전력매칭을 하여, 높은 피크 RF-to-DC 변환효율을 얻을 수 있다.

그림. 2. 제안하는 RF 에너지 하베스터의 전체 블록도

Fig. 2. Block diagram of the proposed RF energy harvester

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그림. 3은 제안하는 가변 임피던스 매칭 네트워크에 사용되는 커패시터 어레이의 회로도이다. 커패시터 어레이는 4-비트 디지털 컨트롤 신호를 이용하여 M1, M2, M3와 M4를 온/오프 스위칭하여 커패시터의 크기를 조절할 수 있다. 커패시터 어레이는 30 fF의 해상도(Resolution)를 가진다. 30fF의 커패시턴스는 60 fF의 CU를 두 개 직렬로 배치하여 구성하였다. 이렇게 CU를 해상도보다 2배로 크게 하여 기생 커패시턴스(Parasitic Capacitance)의 영향을 적게 받도록 설계하였다.

그림. 3. 커패시터 어레이의 회로도

Fig. 3. Schematic of capacitor array

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정류기의 전력 변환 효율(Power Conversion Efficiency)은 다음 수식과 같다.

(2)
$P C E \equiv \frac { P _ { o u t } } { P _ { i n } } = \frac { P _ { o u t } } { P _ { o u t } + P _ { l o s s } }$

식(2)의 Pin은 정류기에 입력되는 교류 신호의 전력이고, Pout은 정류기에 의해서 정류된 직류 신호의 전력이다. Ploss는 정류기가 교류 신호를 직류 신호로 정류하면서 발생하는 전력 손실이다. 정류기의 전력 변환을 낮추는 전력 손실은 두 가지 원인에 의해서 발생된다. 첫 번째는 정류기를 구성하고 있는 다이오드와 MOSFET과 같은 온/오프 스위칭하는 소자들의 문턱전압에 의해서 발생된다. 두 번째는 인가되는 입력 전압이 정류기의 출력에서 얻어지는 직류 전압보다 작은 경우, 역전류(Leakage Current)가 흐르게 된다. 정류기에 흐르는 역전류는 에너지 스토리지인 커패시터에 저장되어 있는 직류 전압을 낮추게 됨으로 전력 손실이 발생되게 된다. 따라서 정류기의 전력 변환 효율을 높이기 위해서는 정류기에서 발생되는 전력 손실을 최소화하여야 한다.

그림. 4는 다이오드(Diode)로 이루어진 전파정류기(Full-Wave Rectifier)를 보여준다. 전파정류기에서 사용되는 다이오드는 보통 0.6-0.7 V의 높은 문턱전압을 갖고 있다. 다이오드로 구성된 기존의 전파정류기는 정류기로서 동작하기 위해서는 두 개의 다이오드를 턴-온시켜야 한다. 두 개의 다이오드를 턴-온 시키기 위해서는 1.2-1.4V의 높은 문턱 전압을 넘는 입력 신호가 정류기에 인가되어야 한다. 따라서 다이오드로 구성된 전파정류기는 작은 전력의 RF 신호를 정류해야하는 RF 에너지 하베스터로 사용되기에는 한계가 있다.

그림. 4. 전파 다이오드 정류기의 회로도

Fig. 4. Schematic of Full-wave diode rectifier

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그림. 5는 차동 교차 결합 정류기를 보여준다[1,4-6]. 차동 교차 결합 정류기에 사용되는 M1, M2, M3와 M4의 턴-온 조건은 다음과 같다.

그림. 5. 차동 교차 결합 정류기의 회로도

Fig. 5. Schematic of differential-drive cross-coupled rectifier

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(3)
$V _ { i n - } - V _ { i n + } > V _ { t h , n }$ for $M _ { 1 }$

(4)
$V _ { i n + } - V _ { i n - } > \left| V _ { t h , p } \right|$ for $M _ { 2 }$

(5)
$V _ { i n + } - V _ { i n - } > V _ { t h , n }$ for $M _ { 3 }$

(6)
$V _ { i n - } - V _ { i n + } > \left| V _ { t h , p } \right|$ for $M _ { 4 }$

식(3)~식(6)을 통해 차동 교차 결합 정류기가 턴-온 되기 위한 조건은 VRF > Vth이다. 다이오드로 구성된 전파정류기의 경우 두 개의 다이오드를 턴-온 시켜야하기 때문에 차동 교차 결합 정류기가 훨씬 낮은 RF 입력 전력에서 RF 신호를 정류할 수 있다. 따라서 차동 교차 결합 정류기는 전력 손실을 줄여 전력 변환 효율을 높일 수 있다. 따라서 제안하는 RF 에너지 하베스터는 그림. 5의 차동 교차 결합 정류기를 채택하였다.

그림. 6은 700MHz에서 부하 저항에 따른 차동 교차 결합 정류기의 전력 변환 효율을 보여준다. 부하 저항이 커질수록 차동 교차 결합 정류기의 피크 전력 변환 효율이 높아지고 낮은 입력 전력에서 높은 전력 변환 효율을 가진다. 그러므로 RF 에너지 하베스터에 사용하는 차동 교차 결합 정류기는 높은 부하 저항을 사용하는 것이 유리하다. 하지만 높은 부하저항을 사용하면 정류기의 매칭네트워크의 Q값이 커져 광대역 전력 매칭이 어려워지게 된다. 예를 들어 그림. 6의 차동 교차 결합 정류기의 전력 매칭에 필요한 Q값은 20KΩ의 부하 저항을 사용할 경우 16.1, 10KΩ의 부하 저항에서는 13.4, 5 KΩ의 부하 저항에서는 11이고 2KΩ의 부하 저항에서는 10.7이다. 따라서 입력 전력 크기에 따른 전력 변환 효율과 광대역 전력 매칭 특성을 모두 고려하여 10KΩ의 부하 저항을 선택하였다.

그림. 6. 부하 저항에 따른 차동 교차 결합 정류기의 전력 변환 효율 시뮬레이션 결과 (조건: 700 MHz RF 주파수)

Fig. 6. Simulation result for PCE of the cross-coupled rectifier at 700 MHz RF frequency according to load resistance

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앞서 RF 에너지 하베스터의 매칭네트워크의 효율 최적화를 위한 조건에서 언급했듯이 RF 입력 신호의 전력 크기에 따라 정류기의 입력 임피던스가 달라지는 문제점이 있기 때문에, 제안하는 매칭 네트워크는 차동 교차-결합 정류기의 피크 전력 변환 효율을 가지는 입력 전력 크기에서 전력 매칭을 수행하였다. 그 결과 최적의 피크 RF-to-DC 변환 효율을 얻을 수 있었다.

3. 시뮬레이션 결과

그림. 7은 제안하는 가변 임피던스 매칭 네트워크를 가지는 RF 에너지 하베스터의 S11(Return Loss) 특성을 보여준다. 정류하기를 원하는 이동통신 주파수대역인 600 MHz부터 1 GHz 에 대하여 시뮬레이션 되었다. 그림. 7의 S11 은 인가되는 RF 신호의 크기가 –13dBm일 때의 특성이다. 그림. 7에서 보는 것과 같이 3G/4G 저대역 주파수인 700 MHz부터 900 MHz에서는 S11이 –10dB보다 작다. 따라서 제안하는 RF 에너지 하베스터는 700MHz부터 900MHz의 주파수대역의 RF 신호에 대하여 임피던스 네트워크에서의 전력 손실 없이 정류할 수 있음을 알 수 있다.

그림. 7. S11 시뮬레이션 결과(조건: Pin=–13 dBm)

Fig. 7. Simulation result for S11 with input power of –13 dBm

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그림. 8 입력 전력의 크기에 따라 제안하는 RF 에너지 하베스터의 출력 직류 전압을 나타낸 그래프이다. 입력 전력의 크기가 –10dBm일 때 700MHz와 900MHz에서는 600mV 이상의 출력 직류전압을 얻을 수 있다. 800MHz 또한 580mV의 출력 직류 전압을 얻을 수 있다. 그림. 9는 제안하는 RF 에너지 하베스터의 RF-to-DC 변환 효율을 나타내고 있다. 제안하는 RF 에너지 하베스터의 RF-to-DC 변환 효율은 다음의 수식을 이용하여 계산하였다.

그림. 8. 제안하는 RF 에너지하베스터의 Vout 시뮬레이션 결과 (조건: 10 KΩ 부하 저항)

Fig. 8. Simulation result for Vout of the proposed RF energy harvester with load resistor of 10 KΩ

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그림. 9. 제안하는 RF 에너지하베스터의 RF-to-DC 변환 효율 시뮬레이션 결과: (a)10 KΩ 부하 저항 (b)5 KΩ 부하 저항 (c)2 KΩ 부하 저항

Fig. 9. Simulation result for RF-to-DC conversion efficiency of the proposed RF energy harvester: (a) load resistor of 10 KΩ (b) load resistor of 5 KΩ (c) load resistor of 2 KΩ

../../Resources/kiee/KIEE.2019.68.2.304/fig9.png

(7)
$\eta (\%) \equiv \frac { P _ { o u t } } { P _ { i n } } = \frac { V _ { o u t } ^ { 2 } } { R _ { L } \frac { 1 } { N T } \int _ { t _ { 0 } } ^ { t _ { 0 } + N T } V _ { A C } ( t ) I _ { A C } ( t ) d t }$

T는 입력 정현파 신호의 주기를 나타낸다. N은 Pin을 적분 시간동안 반복되는 정현파 신호의 주기 횟수이다. 그림. 9(a)는 부하 저항 10KΩ에서의 결과를 보여준다. 700 MHz에서는 입력 전력의 크기가 –15dBm에서 72.25%의 피크 RF-to-DC 변환 효율을 가지고, 800MHz와 900MHz에서도 같은 입력 전력의 크기에서 각각 64.97%와 66.28%의 피크 RF-to-DC 변환 효율을 가진다. 그림. 9(b)그림. 9(c)는 각각 부하 저항 5KΩ와 2KΩ에서의 전력 변환 효율을 나타낸다. 그림. 6과 비슷한 특성을 가지는 것을 알 수 있다. RF 에너지 하베스터의 전체 전력 변환 효율과 광대역 전력 매칭을 고려하였을 때 10KΩ의 부하 저항이 최적임을 알 수 있다.

표 1은 제안하는 RF 에너지 하베스터의 성능 요약과 기존의 다른 RF 에너지 하베스터와 비교하는 표이다. [1]은 교차-결합 정류기를 이용한 RF 에너지 하베스터이다. 매칭 네트워크를 포함하지 않은 정류기만의 전력 변환 효율을 나타내고 있다. -25 dBm이라는 매우 작은 입력 전력의 크기일 때 82.6%의 매우 높은 피크 전력 변환 효율을 나타내는 것을 확인할 수 있다. [2]은 550MHz, 750MHz, 900MHz, 1.85GHz, 2.15GHz와 2.45GHz의 여섯 개의 주파수대역을 매칭하는 매칭 네트워크와 전압 더블러(Voltage Doubler) 정류기로 구성된 RF 에너지 하베스터이다. 여섯 개의 주파수대역을 지원하는 매칭 네트워크를 집적화 하지 않고 오프-칩 SMD(Surface-Mount Devices)로 구성하여 시스템의 크기가 매우 크다. 또한 전압 더블러를 정류기로 사용하여 피크 RF-to-DC 변환 효율이 상대적으로 높은 –5dBm의 입력 전력 크기에서 나타난다. [3]은 듀얼-밴드 매칭 네트워크와 전압 더블러 정류기로 구성된 RF 에너지 하베스터이다. 또한 듀얼-밴드 매칭 네트워크를 집적화 하지 않고 오프-칩 SMD로 구성하여 전체 시스템의 크기가 매우 크다. 또한 전압 더블러를 정류기로 사용하고 있어 –5dBm인 상대적으로 높은 입력 전력의 크기에서 피크 RF-to-DC 변환 효율을 나타낸다. [7]은 953 MHz의 주파수만 지원하는 매칭 네트워크와 6개의 브리지 정류기(Bridge Rectifier)들로 구성된 여러 단의(Multi-Stage) DDCC 정류기로 구성되어있다. 앞의 오프-칩 SMD를 이용한 두 논문들과 다르게 매칭 네트워크와 여러 단의 DDCC 정류기를 130-nm CMOS공정으로 집적화여 RF 에너지 하베스터 시스템의 크기가 상대적으로 작다. 하지만 기존의 브릿지 정류기를 여러 단으로 사용하고 있어 차동 결합 정류기에 비해 문턱 전압이 높아 5 dBm인 상대적으로 높은 입력 전력에서 피크 RF-to-DC 변환 효율을 갖는다. 따라서 본 논문에서 제안한 RF 에너지 하베스터는 문턱 전압이 낮은 차동 교차-결합 정류기를 사용하고 있으며, 교차-결합 정류기의 피크 전력 변환 효율을 갖는 입력 전력의 크기일 때 정류기의 입력 임피던스를 전력 매칭하여 낮은 입력 전력의 크기에서 높은 피크 RF-to-DC 변환 효율을 나타내고 있다. 또한 가변성 있는 온-칩 4-비트 커패시터 어레이와 오프-칩 인덕터로 구성된 가변 임피던스 매칭 네트워크를 이용하여 3G/4G 저대역 주파수인 700MHz부터 900MHz의 주파수대역의 RF 신호를 모두 전력 매칭하였다.

표 1. 성능 요약과 비교

Table 1. Performance summary and comparison

Parameters

[1]

[2]

[3]

[7]

This work

Process

180nm CMOS

Off-Chip SMD

Off-Chip SMD

130nm CMOS

130nm CMOS

Frequency (GHz)

0.1, 0.5, 0.953, 2

0.55, 0.75, 0.9, 1.85, 2.15, 2.45

1.8, 2.2

0.953, 2

0.7-0.9

Matching network (Tunability)

No (No)

Yes (No)

Yes (No)

No (No)

Yes (Yes)

Rectifier topology

Cross-coupled rectifier

Voltage doubler

Diode (rectenna)

DDCC

Cross-coupled rectifier

RF-to-DC conversion efficiency(%)

82.6@-25 dBm Pin and 953 MHz (Rectifier only)

67@-5 dBm Pin and 900 MHz

55@-5 dBm Pin and 2.14 GHz

73.9@4.5 dBm Pin and 953 MHz

72.25@-15 dBm Pin and 700 MHz

RL (K$\Omega$)

5-100

10-75

5

2

10

4. 결 론

본 논문에서 제안된 RF-DC 변환기는 700MHz에서 900MHz의 3G/4G 저대역 주파수의 RF 무선통신 신호를 에너지 하베스팅한다. 4-비트 디지털 컨트롤 신호로 제어되는 온-칩 커패시터 어레이로 구성된 임피던스 매칭 네트워크는 높은 집적도를 가지면서 700 MHz부터 900MHz의 이동통신 주파수 대역의 RF 신호에 대하여 -10dB 이하의 S11을 제공한다. 설계된 RF 에너지 하베스터는 700MHz, 800MHz와 900MHz의 주파수에서 각각 72.25%, 64.97%와 66.28%의 피크 RF-to-DC 변환 효율을 가진다.

감사의 글

본 연구는 과학기술정보통신부 및 정보통신기술진흥센터의 대학ICT연구센터지원사업의 연구결과로 수행되었음(IITP-2018-0-01433). 2018년도 정부(교육부)의 재원으로 한국연구재단의 지원을 받아 수행된 기초연구 사업임(NRF- 2018R1D1A1B07042804).

References

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Kotani K., Sasaki A., Ito T., Nov. 2009, High efficiency drive CMOS rectifier for UHF RFIDs, IEEE J. Solid-State Circuits, Vol. 44, No. 11, pp. 3011-3018DOI
2 
Song C., Huang Y., Carter P., Zhou J., Yuan S., Xu Q., Kod M., July. 2016, A novel six-band dual CP rectenna using improved impedance matching technique for ambient RF energy harvesting, IEEE Trans. on antennas and propagation, Vol. 64, No. 7, pp. 3160-3171DOI
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Sun H., Guo Y., He M., Zhong Z., Dec. 2013, A dual-band rectenna using broadband Yagi antenna array for ambient RF power harvesting, IEEE antennas and wireless propagation, Vol. 12, pp. 918-921DOI
4 
Kotani K., Ito T., Nov. 2007, High efficiency CMOS rectifier circuit with self-Vth-cancellation and power regulation functions for UHF RFIDs, in Proc. IEEE ASSCC, pp. 119-122DOI
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Sasaki A., Kotani K., Ito T., Nov. 2008, Differential-drive CMOS rectifier for UHF RFIDs with 66% PCE at-12 dBm input, in Proc. IEEE ASSCC, pp. 105-108DOI
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Yi J., Ki W. H., Tsui C. Y., Jan. 2007, Analysis and design strategy of UHF micro-power CMOS rectifiers for micro- sensor and RFID applications, IEEE Trans. Circuits Syst. I, Vol. 54, No. 1, pp. 153-166DOI
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Moghaddam A., Chuah J., Ramiah H., Ahnadian J., Mak P. I., Martins R., April. 2017, A 73.9%-efficiency CMOS rectifier using a lower DC feeding (LDCF) self-body-biasing technique for far-field RF energy-harvesting systems, IEEE Trans. Circuits Syst. I, Reg. Papers, Vol. 64, No. 4, pp. 992-1002DOI

저자소개

이 동 구 (Dong-gu Lee)
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1993년 9월 14일생

2019년도 강원대학교 전자공학전공 재학

E-mail : ldg220099@naver.com

이 두 희 (Duehee Lee)
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2004년 포항공과대학교 전자전기공학과 학사 졸업

2009년 University of Texas at Austin 전기전자공학과 석사 졸업

2015년 University of Texas at Austin전기전자공학과 박사 졸업

2015년 5월~2016년 12월 KPMG Dallas 선임 컨설턴트

2016년 12월~2017년 3월 Arizona State University Post-Doc

2017년 3월~현재 건국대학교 전기전자공학부 조교수

권 구 덕 (Kuduck Kwon)
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2004년 한국과학기술원(KAIST) 전기 및 전자공학과 학사 졸업

2009년 한국과학기술원(KAIST) 전기 및 전자공학과 박사 졸업

2009년 9월~2010년 2월 한국과학기술원(KAIST) 정보전자연구소 Post-Doc

2010년 3월~2014년 2월 삼성전자 DMC 연구소/무선사업부 책임연구원

2014년 3월~현재 강원대학교 전자공학과 조교수