2.1 LED 도로조명 개요

그림 1은 통상적으로 도로조명에 사용하는 LED조명기구의 구성형태로써, 정격소비전력을 감당할 전원공급용 컨버터에 LED 소자 10개가 직렬로 어레이된 25W급 LED 모듈을 병렬로 추가하는 형태를 갖는다⁽²⁾.

2.2 도로조명의 문제 유형

수많은 차량들이 통행하는 도로의 특성상 노면에는 항상 차량의 금속성 타이어 분진과 흙, 모래 등의 분진이 산재하여 있다. 이러한 노면에 비나 눈이 내리게 되면 이 분진가루는 물보라 혹은 수증기와 함께 비산하여 터널등기구나 가로등기구에 증착하게 된다. 이 때문에 LED 모듈의 방열을 목적으로 공기 중에 노출되는 모듈의 방열판에 비산먼지가 증착되어 방열기능을 감소시켜 LED 모듈의 성능을 저하시키는 문제가 발생하기도 한다. 이를 확인하기 위해 개통 1년이 경과한 고속국도 G터널과 Y터널을 대상으로 터널조명 사용 환경을 조사하였다.

그림 2는 초기 설치 때의 오염되지 않은 LED모듈부와, 양호한 4개의 LED 모듈에 흐르는 전류가 일정한 상태로 모듈에 사용된 40개의 LED 소자가 대부분 전류평형을 이루는 상태의 점등 모습이다.

그림 3의 1은 개통 1년 경과한 터널의 조명등기구 LED 모듈부의 분진증착 상태를 나타낸 그림이며, 그림 3의 2는 현장에서 수거한 LED모듈의 분진증착 정도를 확인한 그림이다.

그림 4에서 1)은 한 개의 모듈이 손상에 의해 전류가 차단되고 여유전류가 다른 모듈에 추가되어 흐르지만 상태가 불량한 모듈에 집중되어 LED 소자의 열적 한계 상태가 진행되고 있는 상태이며, 2)는 LED소자의 손상으로 모듈의 순방향 전압이 낮아지면서 컨버터의 전류가 대부분 손상모듈에 집중되어 흐르는 현상을 나타낸다. 이외에도 3) 또는 4)와 도로조명의 열악한 사용 환경에서 발생하는 다양한 형태의 문제가 발생한다.

산간지역이 많은 우리나라의 도로 특성상 터널과 교량이 많고 여기에 사용하는 LED터널등과 가로등은 낙뢰 등에 의한 이상전압의 유입으로 조명등기구에 문제가 발생할 경우가 많다. 서지의 유입에 의한 손상은 KS기준에 의해 기본적인 서지내성 시험을 거치는 컨버터보다는 얇은 절연 막을 사이로 조명기구에 직접 조립되는 LED모듈의 손상이 치명적이다. 그림 5를 통해 여러 현장에서 발생한 낙뢰에 의한 서지피해 유형을 볼 수 있다.

서지 피해에 의한 유형을 살펴보면 LED모듈을 구성하는 LED소자의 부분손상이 대부분으로 이 경우 손상된 모듈의 순방향 전압이 낮아져 전류가 쏠림현상에 의해 손상된 모듈에 집중하여 흐르는 상태로 확인되었다.

3.1 실험

분석방법은 한국도로공사 적격제품으로 등록된 업체들이 가장 많이 적용하고 있는 LED 모듈을 선정하여, 적용사례 예의 현장 제품과 동일한 제품을 제작하여 컨버터를 연결한 상태에서 특정모듈을 강제적으로 open 시킬 때 컨버터의 출력전류가 나머지 모듈로 분산되어 중첩되는 현상을 측정하여 LED 모듈 각각의 전류제어기술의 필요성을 확인하였다. 또한 LED소자의 손상을 가정한 재현 실험으로 특정 모듈의 LED소자를 순차적으로 short 시켰을 때 순방향전압을 측정하고, 컨버터의 전류가 손상모듈에 얼마만큼 집중되어 흐르는지 살펴보았다⁽³⁾.

분석에 사용한 제품은 국도, 지방도에 주로 적용하는 디밍제어모뎀 적용 제품으로 C사의 75W급 LED 터널등으로 25W급 LED모듈 3개와 출력전압 30V, 전류 2.1A의 컨버터로 구성되어 있다.

표 1의 실험에서는 정상상태에 비해 비정상상태를 가정한 모든 조건에서 전류쏠림 현상이 심각하게 발생함을 확인하였다. 이는 결국 LED 소자손상이 발생하면 모듈의 순방향전압이 낮아지면서 정격전류의 수배에 해당하는 전류가 정상모듈에 흐르고 급격한 발열에 의해 모듈의 수명은 급속히 저하됨을 예측할 수 있다.

4.1 기존 시스템

그림 6은 기존 LED 도로조명을 구성하는 System을 나타낸 블록 다이어그램이다. 기존 시스템에서는 LED모듈에 전원을 공급하는 장치로 정전류형 컨버터를 사용하며 컨버터의 출력이 LED 모듈에 직접 연결되어 있다. 따라서 각 LED 모듈의 전류의 합은 컨버터의 출력전류와 같다. 또한 LED 소자의 Tolerance를 고려하면 기존 LED System 은 각 LED 모듈에 흐르는 전류의 크기가 동일하다는 보장을 할 수 없다. 이러한 이유로 표 1에서 보듯이 특정 LED 모듈에 Open 현상 발생 시 해당 LED 모듈에 흐르는 전류는 다른 모듈을 통해 흐르게 된다. 이로 인해 정상 LED 모듈에는 더 큰 전류가 흘러 설계전류를 초과하는 문제가 발생한다. 반대로 특정 LED 모듈에 Short 현상 발생 시 해당 LED 모듈의 순방향전압은 낮아진다. 이로 인해 낮아진 순방향전압이 걸린 LED 모듈로 전류가 집중되어 흐름으로써 전류 불평형 문제가 발생하며 이는 LED조명의 수명을 단축시키는 원인이 된다.

4.2 제안 시스템

본 연구에서 제안하고자 하는 시스템은 그림 7과 같다. 정전압형 컨버터에 전류 밸런싱 회로를 사용하여 각 LED 모듈의 전류 제어가 가능하도록 하며, 각 LED 모듈의 전류의 크기는 MCU의 PWM Duty에 의해 결정하도록 하였다.

4.2.1 Current Balancing Circuit Concept

그림 8과 같이 전류 밸런싱 회로는 전원 공급 장치(SMPS)와 LED 모듈 사이에 장치된다. 전류 밸런싱 회로는 MCU로부터 LED의 전류를 어떤 값으로 제어할지 PWM 신호를 받으며 LED Short 시에 전류를 변경하도록 PWM 신호를 받는다. 즉 전류 밸런싱 회로는 LED 모듈에 일정한 전류를 공급하는 정전류 드라이버 역할을 하며, LED Short 감시 및 제어 기능을 할 수 있다. 상기의 전류 밸런싱 회로는 전력반도체 소자를 이용할 수 있고, 프로그래밍 기술을 사용한 마이크로컨트롤러를 사용하여 구성할 수 있다. 또한 생산 전 단계에서 프로그램 수정, 입력을 통해 정격 전류를 설정할 수 있다.

4.2.2 Current Balancing Technology

그림 9는 개발 목표인 전류 밸런싱 기술의 블록 다이어그램이다.

MCU에서 전류를 설정하게 되면 밸런싱 전압을 만들기 위한 PWM을 출력하게 된다. 전압 밸런싱 회로를 통하여 PWM에 따라 전압을 조절할 수 있다. 이렇게 만들어진 밸런싱 전압을 각 모듈의 전류 밸런싱 회로에 공급하게 되면 각 모듈의 LED 전류를 일정하게 제어할 수 있다.

4.2.3 Current Balancing Circuit 동작원리

전압 밸런싱 회로를 PSIM Simulation을 통해 전류 밸런싱 회로 동작을 확인하였다. 그림 10은 전압 밸런싱 회로의 동작 설명을 위한 PSIM Simulation 예시이다. $V_{balance}$는 밸런싱 전압이며, 전압 밸런싱 회로는 MCU로부터 받은 PWM을 통하여 $V_{balance}$를 생성하는 회로이다. MCU PWM을 MOSFET1에 공급하면 MOSFET2의 양단에 입력 전압 $V_{\in}$이 PWM 과 동일한 Duty와 Frequency를 가지며 걸리게 된다. MOFET2의 양단 전압이 RC 필터를 거쳐 전압이 평균화되며 평균화된 전압이 R3과 R4의 저항 분배로 OPAMP의 (+)단자에 공급된다. OPAMP(+)단에 전압이 공급되면 OPAMP (–)단과 출력단이 연결되어 있기에 +단과 동일한 전압이 출력된다. 이렇게 출력된 전압이 $V_{balance}$이며, $V_{balance}$는 PWM Duty에 따라 Control이 가능하게 된다.

* RC 필터를 거친 평균화된 전압 수식

$V_{\in}$ $\times$ PWM Duty

* 평균화된 전압의 R3, R4 저항분배 수식

$V_{\in}$ $\times$ PWM Duty $\times$ {R4/(R3+R4))

그림 11은 전압 밸런싱 회로의 PSIM Simulation 주요 예시 파형이다. 예시 파형의 $V_{\in}$은 15V, PWM Duty는 46.7%, PWM Frequency는 20kHz이며, C는 100nF, R1, R2는 각각 10k$\Omega$이다. R3, R4는 각 200k$\Omega$, 2.2k$\Omega$이다. V_MOSFET1, V_MOSFET2는 각각 MOSFET1, MOSFET2 양단의 전압 파형이며 MCU PWM의 Duty, Frequency 만큼 MOSFET2 양단에 입력전압 15V가 공급되는 것을 알 수 있다. VR4는 R4의 전압 파형이며, RC 필터로 PWM 전압이 평균화된 전압(15V$\times$0.467=7V)가 R3과 R4로 저항 분배된 [7V$\times$2.2k/(200k+2.2k)] R4 양단 전압(0.07V)이 됨을 알 수 있다. $V_{balance}$는 OPAMP 출력전압 파형이며 R4의 양단전압이 OPAMP (+)단으로 입력되어 입력과 동일한 전압이 출력됨을 알 수 있다.

그림 12는 전류 밸런싱 회로의 동작 설명을 위한 PSIM Simulation 예시이다. 전압 밸런싱 회로로부터 $V_{balance}$을 R에 공급하여 LED의 전류를 제어하는 회로이다. OPAMP의 (+)단에 $V_{balance}$ 전압을 공급하면 OPAMP (-)단과 Ground로 연결된 저항 R의 양단 전압은 $V_{balance}$가 된다. MOSFET는 Linear Mode로 동작하게 되며, MOSFET의 드레인-소스 전압은 [SMPS 전압-LED 전압-R의 양단전압($V_{balance}$)]만큼 걸리게 된다. 즉 LED Current는 $\dfrac{V_{balance}}{R}$로 흐르게 되며 $V_{balance}$를 Control하여 LED 전류의 Control이 가능하다.

그림 13은 전류 밸런싱 회로의 PSIM Simulation 주요 예시 파형이다. 예시 파형의 SMPS 전압은 30V, LED 순방향 전압은 28V, R은 0.1$\Omega$, $V_{balance}$는 0.07V이다. VR은 R의 양단 전압파형이며 $V_{balance}$와 동일한 전압 0.07V가 걸리는 것을 알 수 있다. VDS는 MOSFET의 드레인-소스 전압파형이며 SMPS전압-LED전압-$V_{balance}$ 만큼인 1.93V가 걸림을 알 수 있다. I(LED)는 LED에 흐르는 전류 파형이며 $\dfrac{V_{balance}}{R}$만큼인 0.7A가 흐르는 것을 알 수 있다.

전류 밸런싱 보드는 전압 밸런싱 회로와 전류 밸런싱 회로를 가진다. 위의 예시들을 통해 MCU의 PWM으로 $V_{balance}$이 Control 가능하며 이를 통해 LED Current를 Control 가능함을 알 수 있다. 즉 전류 밸런싱 회로를 통하여 LED 모듈의 전류 밸런싱이 가능하다.

4.2.4 Short/Open Sensing Circuit 동작 원리

그림 14는 Short/Open Sensing을 위한 회로 구성이다. 쇼트 감지 회로는 Ground 대비 MOSFET Drain 부분 전압을 감지하며, 오픈 감지 회로는 저항 R에 인가되는 전압을 측정하여 LED 모듈에 흐르는 전류를 감지한다.

그림14에서 쇼트 감지 회로는 10개의 LED가 직렬 배치된 LED 모듈에서 임의의 LED가 손상되어 Short되었을 경우 감지하기 위한 회로이다. 이를 위해 전압 센싱이 필요한 부분은 MOSFET의 Drain 부분을 감지한다. 접지기준 MOSFET의 Drain 전압은 [SMPS 전압- LED 모듈 전압]과 동일하다. LED 모듈 중 임의의 LED가 Short되었을 경우, LED 모듈의 전압은 LED 순방향 전압에 해당하는 전압만큼 감소하게 된다. 이 경우 [SMPS 전압- LED 모듈 전압]은 상승하게 된다. 따라서 쇼트 감지 회로를 통해 설정한 전압 Reference 값 보다 큰 전압을 감지하여 LED 모듈의 Short 유무를 판단할 수 있다.

오픈 감지 호로는 LED 모듈에서 임의의 LED가 손상되어 Open되었을 경우를 감지하기 위한 회로이다. 이를 위해 Ground 대비 저항의 전압 값을 감지한다. 동작원리는 다음과 같다. 저항 R의 전압을 비반전 증폭기를 이용해 (1+R4/R5)의 비율로 증폭시킨다. 증폭시킨 전압을 감지하여 LED 모듈에 흐르는 전류의 값을 알 수 있다. 이를 이용해 흐르는 전류의 값이 0일 때 LED 모듈의 Open 상황임을 판단할 수 있다.

4.3 시스템 설계

4.3.1 전원 설계

1) SMPS 전압 선정

전류 밸런싱 회로 설계 시 출력 전류 Spec을 만족시키는 입력전압을 선정한다. SMPS 입력전압은 LED 모듈과 정전류 구동을 위한 MOSFET 그리고 센싱 저항의 전압강하의 합과 동일하다.

$V_{smps}$ = $V_{f}$ + $V_{ds}$ + $V_{balance}$

MOSFET가 Fully on되었을 때의 Drain-Source Voltage는 MOSFET $R_{DS(on)}$ $\times$ LED Current이다. 목표전류로 제어하기 위해서 MOSFET Drain-Source 전압강하 값은 MOSFET $R_{DS(on)}$ $\times$ LED Current 보다 커야 한다. 따라서 입력전압의 이론적인 설계는 Current Control Circuit에서 MOSFET에 걸릴 전압의 Margin이 존재하도록 설계해야 한다.

(SMPS전압-LED전압-$V_{balance}$) > (MOSFET $R_{DS(on)}$ $\times$ LED Current)

아래 그림 15의 그래프는 본 연구에서 사용한 LED 소자의 순방향 전류와 순방향 전압강하의 데이터 시트이다⁽⁴⁾. LED의 순방향 전압강하는 소자에 흐르는 전류에 따라 달라지며, 흐르는 전류가 클수록 순방향 전압강하는 커진다. 이러한 이유로 입력전압 값의 설계는 목표하는 최대 전류를 고려하여 설계해야 한다.

SMPS 입력 전압을 선정하기 위해 필요한 MOSFET Rds(on) 값은 0.5Ω, Sensing저항값은 5% Tolerance를 고려한 0.105Ω으로 계산하였다. 이를 이용하여 SMPS 최소 전압은 아래와 같이 계산하였다.

30.4V+0.5*1A+0.105*1A=31.005V

이를 이용해 32V 출력전압의 SMPS를 선정하였다.

2) 15V 전원 회로

전압 밸런싱 회로와 Linear Regulator의 구동전원으로 그림 16과 같이 15V Step-Down Switching Voltage Regulator인 TL2575-15를 사용하였다⁽⁵⁾. 회로는 SMPS 전압을 입력으로 받아 15V를 출력하는 회로이다.

3) 3.3V 전원 회로

또한 ADC 신호를 Clamping하는 용도로 그림 17과 같이 3.3V 전압을 사용하였다. 회로는 15V 전압을 입력으로 받아 3.3V를 출력하는 KA78R33 Regulator IC이다.

4) Current Control 회로 설계

그림 18은 Current Control 회로도이다. SMPS 전원이 사용되며, LED 모듈의 전류를 제어하기 위해 MOSFET을 이용한 Linear Regulator를 사용하였다. 저항에 의한 전압강하를 고려하면, 저항 값은 작게 선정할수록 유리하다. LED Current를 0∼1A까지 Control하므로 저항에 의한 전압강하를 0.1V 이하로 하기 위하여 0.1$\Omega$, 5W의 저항을 선정하였다.

MOSFET 선정은 드레인-소스에 걸리는 전압과 흐르는 전류를 고려하여야 한다. SMPS 전압은 32V이며, 흐르는 전류는 1A이기에 Margin을 고려하여 60V, 5A 정격을 가진 2SK4017을 선정하였다⁽⁶⁾.

5) Balancing Voltage 회로 설계

그림 19는 전압 밸런싱 회로도이다. 전류 밸런싱 회로에서 LED 모듈의 전류를 제어하기 위해 밸런싱 전압 신호가 사용된다.

LED 모듈 제어 전류는 0∼1A이며, 저항을 0.1$\Omega$으로 선정하였기 때문에 이론적으로 밸런싱 전압 값은 0∼0.1V 범위를 출력하도록 설계해야 한다. 밸런싱 전압 값의 크기는 PWM 신호의 Duty로 제어하며, Duty 값이 클수록 밸런싱 전압 값도 커지게 된다.

전압 밸런싱 회로 소자 값의 선정은 다음과 같다. MCU(F28069)의 PWM 최대 출력 전류는 20mA이며, [MCU 출력전압(3.3V)-스위치 문턱 전압(0.6V)]/R < 최대 한계 전류(20mA)를 만족해야 한다. 따라서 (1)에서 저항 값은 200$\Omega$으로 선정하였다.

전압 밸런싱 회로에서 MOSFET 소자에 걸리는 전압 Stress는 15V이다. 또한 Pull-up 저항은 10k로 선정하여 MOSFET 소자에 걸리는 전류 Stress는 15mA이다. 이를 고려하여 Q1, Q3 스위치 소자는 [Drain-Source: 60Vdc, Drain Current: 0.5Adc] 정격을 가진 BS170 소자로 선정하였다.

목표 밸런싱 전압 값을 만족 시키는 PWM Duty 범위는 넓을수록 유리하다. 따라서 Duty가 70% 일 때, 밸런싱 전압 최대값인 0.1V가 되도록 PWM Duty 범위를 설계하였다. 이를 위해 PWM Duty가 70% 정도 일 때, 0.1V가 출력되도록 (2)에서 저항 값은 각각 200k$\Omega$과 2.2k$\Omega$로 선정하였다.

(15V$\times$0.7(최대 Duty)$\times${2.2k/(200k+2.2k)}=0.11V > 0.1V)

(2)번 저항회로를 통해 낮아진 전압 신호는 PWM 주파수의 신호를 가지고 있다. 높은 주파수의 신호를 낮은 주파수로 변경해 주기 위해 Low Pass Filter(LPF) RC 회로를 사용하였고, 커패시터 C8의 값은 100n로 선정하였다. 최종적으로 밸런싱 전압의 신호는 Voltage Buffer를 사용하여 Current Control Circuit 과 연결 했으며 Voltage Buffer는 LM2904 OPAMP IC를 사용하였다⁽⁷⁾.

6) Short/Open Sensing Circuit 설계 방법

그림 20은 LED 모듈의 Short 내지 Open 상태를 감지하는 회로도이다. 쇼트 감지 회로 구성은 Voltage Divider부, Voltage Buffer부로 나눌 수 있다. 오픈 감지 회로는 신호 증폭을 위한 비반전 증폭기가 사용되었다.

쇼트 감지 회로의 Voltage Divider는 LED 모듈이 Short되었을 경우 MCU에 손상을 주지 않도록 설계해야 한다. 다시 말해 LED 모듈이 Short될 경우 Ground 대비 MOSFET Drain 전압이 상승하게 되는데, 상승한 전압은 MCU ADC 핀의 정격을 초과하지 않아야 한다. 모든 LED가 Short되는 Worst case를 고려하여 ADC 모듈 정격을 초과하지 않도록 10k, 1k의 저항을 선정하였다.

Voltage Divider를 거쳐 낮아진 출력 전압은 부하 효과에 의해 전압신호 오차가 발생할 수 있다. 오차를 막기 위해서는 전류 밸런싱 회로와 MCU 회로 간 높은 임피던스를 가지도록 해야 한다. 센싱 신호의 오차를 최소화하기 위해 Voltage Buffer를 사용하였으며 이를 거쳐 MCU(TMS320F28069M)의 ADC 모듈로 연결된다. Voltage Buffer를 위해 사용한 OPAMP IC는 LM2904을 선정하였다.

오픈 감지 회로는 비반전 증폭기를 이용하였다. 그 이유는 센싱 저항의 값이 100m ohm으로 작으므로 신호를 증폭시켜주기 위해 사용한다. 각 저항의 값은 100k, 11k로 선정하여 (1+100k/11k)의 비율로 증폭시킨다. 이 신호는 ADC 모듈로 연결되며, 이를 통해 LED 모듈에 흐르는 전류의 값을 모니터랑할 수 있고 전류가 흐르지 않는 Open 상태를 판단할 수 있다. 표 2를 통해 –0.3∼4.6 V임을 알 수 있다. 정격전압의 범위를 넘어선 입력전압은 MCU의 손상을 입힐 수 있다. 따라서 Clamping Diode를 사용하여 0∼3.3V 범위로 전압신호를 출력하여 MCU 손상을 방지한다. 모든 Short/Open 감지 회로의 출력신호는 ADC Clamping Circuit을 거쳐 MCU의 ADC 모듈에 연결된다.

그림 21은 MCU(TMS320F28069M)의 ADC 모듈의 보호 회로이다.

4.4 프로그램 설계

4.4.1 firm ware 설계

전류 밸런싱 회로와 전압 밸런싱 회로를 포함하는 LED Driver와 MCU (TMS 320F28069M) 제어회로 간 입출력 구성은 표 3과 같다⁽⁸⁾.

각 LED 모듈의 전류 제어는 독립적으로 가능하다. LED 모듈에 흐르는 전류는 PWM Duty 크기를 이용하여 제어되며 PWM Duty가 클수록 흐르는 Current의 크기도 증가한다. PWM 신호는 MCU의 EPWM 모듈의 설정된 상기 핀에서 출력된다.

LED 모듈 중 특정 LED 소자가 Short될 경우 LED 모듈의 전압은 감소한다. 전압의 변동을 감지하기 위해서 ADC 모듈이 사용된다. 각 LED 모듈은 10개의 LED가 직렬로 연결되어 있고, 특정 모듈의 LED가 Short되었을 경우 MOSFET 소자의 발열이 증가한다. 따라서 LED 모듈의 전류는 작아져야 하며 이를 위해 MCU의 출력 PWM Duty는 감소하도록 동작한다. 프로그램의 Flow Diagram 은 그림 22와 23과 같으며, 동작은 크게 두 가지 모드로 구성된다.

Mode 1은 Start-up 동작모드이다. Start-up 동작은 Target 전류를 설정하게 되고 목표한 Target 전류까지 Duty를 올리는 동작 구간이다. Target 전류는 0∼1A 범위의 값 중 사용자가 목표한 값으로 설정할 수 있다. Duty는 0부터 순차적으로 상승하며 설정한 Target 전류에 도달하면 Duty는 고정된다. Start-up 동작 시간은 100ms 이내로 설계하였으며, LED 모듈의 전류가 Target 전류에 도달하면 Start-up 모드는 Short 감지 모드인 Mode 2로 전환된다.

Mode 2는 LED Short 감지모드이다. Short 감지모드는 LED 모듈 중 임의의 LED가 Short되었을 때, 해당 모듈의 전류를 낮춰주는 동작을 수행한다. LED Short 감지는 LED가 Short되었을 때 상승하는 전압으로 판단한다. 전압감지 위치는 LED Cathode와 Linear Regulator의 Drain 사이의 노드이다. LED가 Short되었을 때, 해당 노드의 전압은 LED 순방향 전압강하와 동일한 전압이 상승하게 된다. 이 경우 Linear Regulator에 높은 전압이 인가되기에 발열로 인한 회로 손상을 방지하기 위해 LED 전류를 감소시킬 필요가 있다. 따라서 MCU(TMS320F28069M)는 PWM Duty를 빠르게 감소시키고 이를 통해 LED에 흐르는 전류 크기를 줄이는 동작을 수행한다.

4.5 실험 및 결과

4.5.1 Working sample실험

그림 24와 25는 전류 밸런싱 회로의 PCB Artwork 도와, 전류 밸런싱 실험을 위해 제작된 한 Working Sample이다.

그림 26은 전류 밸런싱 회로를 이용한 실험 결과를 나타낸다. LED 모듈의 전류를 0∼1A 범위로 제어하기 위해, 이론적인 PWM Duty 범위 6.15%∼61.27% 내에서 모듈별 전류를 측정하였다. PWM Duty가 증가함에 따라 LED 모듈에 흐르는 전류의 크기는 증가하며, 동일한 PWM Duty 신호를 인가하였을 때, 각 LED 모듈의 전류의 크기는 약 40mA 이내의 오차범위로 Balancing되는 것을 확인할 수 있다.

그림 27은 Working Sample 실험에서 LED 모듈의 Open Test 결과를 나타내는 그림이다. 모듈 4개의 정상적인 상태에서 모듈 1개씩 Open 시켰을 때 측정한 값과 파형이다. 위의 그림을 통하여 LED 모듈이 Open되어도 각 모듈별로 전류를 일정하게 제어함을 알 수 있다.

그림 28과 그림 29는 Working Sample의 LED소자 Short Test 결과를 나타내는 그림이다. 10개 LED가 모두 켜져 있는 Normal 상황에서 스위치를 사용하여 LED Short 실험을 하였다. 초기 상태의 PWM Duty는 42.9%이며, 이때 LED 전류는 654mA이다. LED 1개를 Short 시켰을 때, 프로그램 동작상 PWM Duty는 36.2%로 감소하며, 이때 LED 전류는 531mA으로 낮아진다. LED 2개를 Short 시켰을 때, PWM Duty는 23.3%로 감소하고, LED 전류는 더 낮아져 347mA로 감소하였다. LED Short 상황이 발생하면, LED 전류 밸런싱 회로의 보호를 위해 해당 모듈의 LED의 전류가 감소하는 동작이 이뤄짐을 확인할 수 있다. 즉 특정 LED 모듈에 Short 발생 시 모듈 간의 영향을 주지 않으면서 정상 동작이 가능하다.

그림 30은 Working Sample 1차 Test 온도 측정을 나타내는 그림이다. Working Sample의 15V 전원 공급용 Buck Regulator의 출력 인덕터(Chip Inductor)와 3.3V 전원 공급용 Linear Regulator에서 열이 발생하였다. 두 부분에서 상온+60℃ 이상의 온도가 측정되었다. Working Sample의 Regulator 부분에서 열이 발생한 가장 큰 이유는 MCU를 내장하게 되면서 3.3V 부하가 증가하게 되었기 때문이다. 이로 인하여 15V Regulator의 부하 또한 증가하게 되는데, 15V Regulator의 부하가 최소 463mA일 수 있다. 선정한 15V 전원공급용 Buck Regulator 출력 인덕터(NLCV32-PF-331K)의 정격 전류는 70mA로 463mA가 흐를 시 열이 발생하고 정격 전류를 넘어 소자에 위험이 있다. 3.3V 전원 공급용 Linear Regulator의 경우 3.3V 부하만 고려한다면 최소 234.8mA이며 15V의 전압을 받아 15V→3.3V로의 전압 강하 값이 커서 열이 많이 발생하게 된다.

위의 발열 이유들로 인하여 2차 Working Sample 설계에서는 15V 전원 공급용 Buck Regulator의 출력 인덕터를 정격 전류가 더 큰 인덕터로 교체하며 3.3V 전원 공급용 Linear Regulator를 Buck 타입 Regulator로 교체하면 발열 문제의 개선이 가능하다.