박태흔
(Tae-Heun Park)
1iD
이우철
(Woo-Cheol Lee)
†iD
-
(Main author : Master course, School of Electronic & Electrical Engineering, Hankyoung
National University, Korea)
Copyright © The Korean Institute of Illuminating and Electrical Engineers(KIIEE)
Key words
Buck-boost converter, Conduction losses, Switching losses, Synchronous control
1. 서 론
1.1 연구의 배경
Buck-Boost 컨버터는 비 절연 컨버터 중에 하나로 넓은 입출력 범위를 가지고 출력이 반전되지 않는 특징을 가지고 있어 LED 구동 회로, 태양광
발전, 연료전지, 전기자동차 충전기 등 다양한 분야에서 활용된다[1, 2]. 그러나 다이오드의 순방향 전압 강하로 인한 큰 도통 손실로 인해 효율이 감소하는 단점이 있다. 이러한 점을 보완하기 위해 기존 회로의 다이오드를
MOSFET으로 대체하여 동기식 제어를 통해 도통 손실을 개선한 Synchronous Buck-Boost 컨버터가 제안되었다[3-5]. Synchronous Buck-Boost 컨버터는 동기식 제어를 적용해 도통 손실을 절감하였으나 하드 스위칭으로 인해 스위칭 손실이 존재한다[6, 7]. 기존의 선행된 연구 중에서 bridgeless flyback ac-dc 컨버터에 CRM 제어를 적용하여 스위치 소자의 스위칭 손실을 절감하였다는
결과가 있다. 또한, ZCS와 ZVS에서 하드 스위칭과 비교하여 스위칭 손실이 절감된다는 연구가 선행된 바 있다[8, 9]. 이에 착안하여 본 논문에서는 ZCS (Zero Current Switching)을 적용하기 위해 Synchronous Buck-Boost 컨버터에
CRM 제어를 적용하여 스위칭 손실을 절감하였다.
CRM 제어를 위해서는 입력 전류가 영이 되는 시점을 검출하여 스위칭하는 회로가 필요하다[10]. 그러나 CRM 제어 특성상 동작 주파수가 계속적으로 변하기 때문에 이를 디지털로 구현하기에는 여러 가지 어려움이 따른다. 또한, ZCD (Zero-Current
Detection) 회로로 인해, 회로가 복잡해지고 비용이 증가한다.
따라서 본 논문에서는 CRM 제어에서 별도의 영전류 검출기를 사용하지 않고 회로 동작 시 인덕터 전류의 해석을 통해 CRM 동작 조건에 맞는 주파수를
매번 계산하여 CRM 동작을 시뮬레이션 및 실험을 통해 구현하였다. 또한, 기존의 Buck-Boost 컨버터와 Synchronous Buck-Boost를
실험을 통해 CRM 제어 적용 시의 도통 손실 절감 유효성을 검증하였다.
2. 본 론
2.1 Synchronous Buck-Boost 컨버터
Fig. 1은 Synchronous Buck-Boost 컨버터의 회로도를 나타낸 것이다. 기존의 Buck-Boost 컨버터의 다이오드를 MOSFET으로 대체하여
다이오드의 도통 손실을 절감하여 효율을 개선하기 위해 제안되었다. D1, D2, D3, D4는 MOSFET의 바디 다이오드를 나타낸다. 본 논문에서는
기존의 Buck-Boost 컨버터로 동작 시 스위치 S2와 S4를 턴 오프 시켜 바디 다이오드 D2, D4로만 도통할 수 있게 하였다. Synchronous
Buck-Boost 컨버터로 동작 시는 스위치 S2와 S4가 스위칭하여 바디 다이오드로 전류가 흐르는 것이 아니라 MOSFET의 턴 온 저항 Rds(on)으로
전류를 흐르게 하였다.
Fig. 1. Synchronous buck-boost converter circuit in buck mode operation
2.2 Synchronous Buck-Boost 컨버터의 동작
2.2.1 Buck mode 동작
Fig. 2는 Buck mode로 동작할 때의 등가회로를 나타낸 회로도이다. 입력 전압이 출력 전압보다 큰 경우에는 Buck 컨버터와 동일한 동작을 한다. Fig. 3은 Synchronous Buck-Boost 컨버터의 Buck mode 동작 파형이다. S1이 스위칭 동작을 하며 동기식 제어가 적용된 S2는 S1의
상보 동작을 한다. S3는 턴 오프 되어 개방 상태를 유지하고 S4는 S3의 상보 동작을 하므로 턴 온 되어 단락 상태를 유지한다. S1이 턴 온
되는 0 < t < DT 구간에서는 인덕터 전류 iL이 상승하면서 입력 전압에서 커패시터에 에너지를 전달한다. S1이 턴 오프 되는 DT < t <
T 구간에서는 S2 가 턴 온 되어 인덕터 전류 IL이 하강하면서 인덕터에 저장되어 있던 에너지가 커패시터로 전달된다.
Fig. 2. Synchronous buck-boost converter circuit in buck mode operation
Fig. 3. Operation waveforms in buck mode
2.2.2 Boost mode 동작
Fig. 4는 Boost mode로 동작할 때의 등가회로를 나타낸 회로도이다. 입력 전압이 출력 전압보다 작은 경우에는 Boost 컨버터와 동일한 동작을 한다.
Fig. 5는 Synchronous Buck-Boost 컨버터의 Boost mode 동작 파형이다. S3가 스위칭 동작을 하며 동기식 제어가 적용된 S4는 S3의
상보 동작을 한다. S1은 턴 온 되어 단락 상태를 유지하고 S2는 S1의 상보 동작을 하므로 턴 오프 되어 개방 상태를 유지한다.
S3가 턴 온 되는 0 < t < DT 구간에서는 인덕터 전류 iL 이 상승하면서 인덕터의 에너지를 저장하게 되고 S3가 턴 오프 되는 DT < t
< T 구간에서는 인덕터 전류 iL 이 하강하면서 커패시터에 에너지를 전달한다.
Fig. 4. Synchronous Buck-Boost Converter circuit in boost mode operation
Fig. 5. Operation waveforms in boost mode
2.3 Synchronous Buck-Boost 컨버터의 CRM 제어 기법
Fig. 6은 CRM 제어 시 인덕터 전류의 파형을 각 mode 별로 나타낸 파형이다. 별도의 영전류 검출기를 사용하지 않고 인덕터 전류에 대한 분석을 통해
주파수를 수식적으로 계산하여 CRM 제어를 적용하였다. Buck-Boost 컨버터의 동작은 각 동작에서 Buck 컨버터와 Boost 컨버터의 동작과
같으며 CRM 제어에 대한 해석도 각각의 경우와 같다.
Fig. 6. Inductor current waveforms of CRM control method. (a) Buck mode (b) Boost
mode
2.3.1 Buck mode
Buck 컨버터의 인덕터에 흐르는 전류의 평균값은 부하 전류와 같으므로 인덕터 전류의 최솟값을 0이라고 하면 최댓값은 부하 전류의 두 배가 된다.
ΔiL은 전류의 최댓값과 최솟값의 차와 같고, Buck 컨버터의 ΔiL에 대한 식 (2)와 식 (3)를 T에 대해서 정리하면 CRM 동작 조건을 만족하기 위한 fBuck을 구할 수 있다.
2.3.2 Boost mode
인덕터 전류의 최솟값을 0이라고 하면 ΔiL은 인덕터 전류의 두 배가 된다. 인덕터 전류의 평균값과 부하 전류의 식 (7)과 Boost 컨버터의 ΔiL에 대한 식 (8)을 T에 대해서 정리하면 CRM 동작 조건을 만족하기 위한 fBoost를 구할 수 있다.
2.4 도통 손실 계산
2.4.1 다이오드 손실 계산
Buck-Boost 컨버터의 다이오드에서의 도통 손실은 다이오드 전압 강하와 다이오드로 흐르는 전류의 곱으로 나타난다[11]. 다이오드의 전압 강하를 일정한 값으로 가정하고 인덕터 전류의 상승 구간과 하강 구간으로 나누어 도통 손실을 계산할 수 있다. 상승 구간에서는 인덕터
전류를 식(12)과 같이 나타낼 수 있다. 하강 구간에서는 다이오드의 전압 강하가 일정하므로 상승 구간과 같이 나타낼 수 있다.
2.4.2 MOSFET 손실 계산
Synchronous Buck-Boost 컨버터의 MOSFET에서의 도통 손실은 MOSFET의 Rds(on) 값과 흐르는 전류의 제곱과의 곱으로 나타난다[12]. Rds(on) 값이 일정하므로 위와 같이 인덕터 전류의 상승 구간과 하강 구간에서 인덕터 전류를 같은 식으로 나타낼 수 있다.
3. 시뮬레이션
CRM 제어 적용을 확인하기 위해 PSIM 시뮬레이션을 진행하였다. 시뮬레이션에 이용한 회로는 Fig. 7과 같이 구성하였으며 스위치 S1, S2, S3, S4에 PWM 신호를 인가하였다. 시스템 파라미터는 Table 1과 같이 설정하였다. 시뮬레이션에서 Rds(on) 값은 실험에서 사용한 IXYS사의 IXFN210N30X3과 동일한 값으로 설정하였다.
Fig. 7. Synchronous buck-boost converter circuit in PSIM simulation
Table 1. PSIM simulation parameter
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Parameter
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Value
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Inductance : L
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1.7 [mH]
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Input Capacitor : Cin
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680 [㎌]
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Output Capacitor : Cout
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470 [㎌]
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Load Resistance : Rload
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100 [Ω]
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Switching Frequency : fSW
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4 ∼ 15 [kHz]
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Input Voltage : Vin
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30 ∼ 80 [V]
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Output Voltage : Vout
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50 [V]
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Drain-source on Resistance : Rds(on)
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4.6 [mΩ]
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Fig. 8은 Buck mode로 동작할 때의 시뮬레이션 결과 파형이다. G1, G2, G3, G4는 각각 스위치 S1, S2, S3, S4의 게이트 파형을
나타낸다. Fig. 8(a)는 기존의 Buck Boost 컨버터로 동작했을 때 인덕터 전류 IL과 G1, G2 그리고 다이오드의 양단 전압 VD2를 나타내고 Fig. 8(b)는 Synchronous Buck-Boost 컨버터로 동작했을 때의 인덕터 전류 IL과 G1, G2 그리고 MOSFET의 양단 전압 VS2를 나타낸다.
Fig. 8(a)에서 S2가 턴 오프 상태를 유지하고 D2가 턴 온 되어 바디 다이오드의 순 방향 전압 강하의 크기만큼 VD2에 인가되는 것을 확인할 수 있다. Fig. 8(b)에서 S1, S2가 동기되어 상보 동작을 한다. S2가 턴 온 되었을 때 MOSFET을 통해 도통 되고, 다이오드의 순방향 전압 강하와 비교했을 때
휠씬 작은 값이 인가되는 것을 확인할 수 있다. 또한, 인덕터 전류 IL의 파형에서 CRM 제어가 적용된 것을 확인할 수 있다.
Fig. 8. Simulation waveforms in buck mode. (a) Buck-boost converter (b) Synchronous
buck -boost converter
Fig. 9는 Boost mode로 동작했을 때의 시뮬레이션 파형이다. G1, G2, G3, G4는 각각 스위치 S1, S2, S3, S4의 게이트 파형을 나타낸다.
Fig. 8의 경우와 동일하게 Fig. 9(a)는 기존의 Buck-Boost 컨버터로 동작한 경우 9(b)는 Synchronous Buck-Boost 컨버터로 동작한 경우를 나타냈다. Fig. 9(a)에서 S4가 턴 오프 상태를 유지하고 D4가 도통 되는 것을 VD4를 통하여 확인할 수 있다. Fig. 9(b)에서는 S3와 S4가 동기되어 상보 동작을 한다. 또한, 인덕터 전류 IL의 파형에서 CRM 제어가 적용된 것을 확인할 수 있다. 도통 손실은 다이오드와
MOSFET의 인가되는 전압과 흐르는 전류의 곱으로 나타낼 수 있기 때문에 Synchronous Buck Boost 컨버터로 동작했을 때 도통 손실이
휠씬 감소 되었다는 점을 시뮬레이션을 통해 확인할 수 있다.
Fig. 9. Simulation waveforms in boost mode. (a) Buck-boost converter (b) Synchronous
buck-boost converter
4. 실 험
Fig. 10은 Synchronous Buck-Boost 컨버터를 구성한 실험 하드웨어고, 시뮬레이션과 동일한 조건에서 실험을 진행하였다. DSP(TMS320F28335)를
사용하여 PWM 신호를 인가하였고 스위치는 IXYS사의 IXFN210N30X3 (300V, 210A)를 사용하였다. 컨버터는 25W급으로 설계하였다.
Fig. 10. Experiment circuit
Fig. 11은 Synchronous Buck-Boost에서 Buck mode CRM 동작을 나타낸 것이다. 인덕터 전류 IL과 각 스위치의 게이트 전압 G1,
G2, G3, G4를 나타낸 것이다. 주파수 제어로 인해 11.03 kHz로 동작하고 S1과 S2가 서로 상보 동작하며 영전류 스위칭을 하는 것을
확인할 수 있다. Fig. 12는 Synchronous Buck-Boost에서 Boost mode CRM 동작을 나타낸 것이다. 인덕터 전류 IL과 각 스위치의 게이트 전압 G1,
G2, G3, G4를 나타낸 것이다. 위와 마찬가지로 CRM 동작을 적용하였으며 주파수 제어로 인해 4.281kHz로 동작한다. S3과 S4가 상보
동작을 하며 영전류 스위칭을 하는 것을 확인할 수 있다.
Fig. 11. Experimental waveforms in buck mode
Fig. 12. Experimental waveforms in boost mode
Fig. 13은 Buck mode에서 CRM 제어 적용 시 도통 손실을 확인하기 위해 각각 기존의 Buck-Boost 컨버터와 Synchronous Buck-Boost
컨버터로 동작했을 때의 파형을 나타낸 것이다. Fig. 13(a)는 기존의 Buck-Boost 컨버터로 동작했을 때의 인덕터 전류 iL과 다이오드 양단 전압 VD2을 나타냈다. Fig. 13(b)는 Synchronous Buck-Boost 컨버터로 동작했을 때의 인덕터 전류 iL과 MOSFET 양단 전압 VS2를 나타냈다. Fig. 13(c), (d)는 각각 Fig. 13(a), (b)를 확대하여 나타낸 것으로 Fig. 13(c)는 Fig. 13(a)의 다이오드 양단 전압 VD2을 Fig. 13(d)는 Fig. 13(b)의 MOSFET 양단 전압 VS2를 나타냈다. VD2과 VS2의 비교를 통해 각 회로에서의 도통 손실을 확인할 수 있다. Fig. 13(c)에서는 다이오드의 도통 시 순방향 전압 강하 0.6V를 확인할 수 있다. Fig. 13(d)에서는 MOSFET의 Rds(on)이 4.6mΩ이므로 도통 시의 전압 강하가 0V에 가까운 것을 확인할 수 있다.
Fig. 13. Experimental waveforms in buck mode inductor current, voltage of diode and
MOSFET
(a) Buck-boost converter
(b) Synchronous buck-boost converter
(c) VD2(1V/div) in waveform (a)
(d) VS2(1V/div) in waveform (b)
Buck mode에서의 회로 경로를 고려하였을 때 D2와 S2에서는 반주기 동안 도통하고 D4와 S4에서는 한주기 동안 도통 된다. 이때 다이오드에
걸리는 전압과 흐르는 전류를 통해 발생하는 도통 손실은 식 (15)에 다음 값을 대입하여 구할 수 있다.
$T_{sw}=90.66\mu s$, $T_{off}=34\mu s$
$V_{F}= 563.31m V$, $i_{D}(t)=27.57· t(m A/\mu s)$
$P_{Diode}= 99.01m W$
Synchronous Buck-Boost 컨버터의 S2에서의 도통 손실은 210N30의 Rds(on) 값과 MOSFET에 흐르는 전류의 제곱과의 곱으로
나타난다. 다음 값을 식 (19)에 대입하여 구할 수 있다.
$T_{sw}=90.66\mu s$, $T_{off}=34\mu s$
$R_{ds(on)}=4.6m ohm$, $i_{s}(t)=28.18· t(m A/\mu s)$
$P_{MOSFET}=0.527m W$
D4와 S4에서의 도통 손실은 한 주기 동안 발생하므로, 인덕터 전류 상승 구간과 하강 구간에서의 손실을 구해야 한다.
$T_{sw}=90.66\mu s$, $T_{on}= 56.66\mu s$
$V_{F}=593.64m V$, $i_{D}(t)=16.58· t(m A/\mu s)$
$P_{Diode}=174.27m W$
$R_{ds(on)}=4.6m ohm$, $i_{s}(t)=16.91· t(m A/\mu s)$
$P_{MOSFET}=0.628m W$
상승 구간에서의 도통 손실과 하강 구간에서의 도통 손실을 더 하면 다음과 같다.
$P_{Diode}=273.5m W$, $P_{MOSFET}=1.155m W$
Fig. 14는 Boost mode에서 CRM 제어 적용 시 도통 손실을 확인하기 위해 각각 기존의 Buck-Boost 컨버터와 Synchronous Buck-Boost
컨버터로 동작했을 때의 파형을 나타냈다. Fig. 14(a)는 기존의 Buck Boost 컨버터의 인덕터 전류 iL, 다이오드 전압 VD4를 나타냈다. Fig. 14(b)는 Synchronous Buck-Boost 컨버터의 인덕터 전류 iL MOSFET 전압 VS4를 나타냈다. Fig. 14(c), (d)는 각각 Fig. 14(a), (b)의 VD4, VS4를 확대하여 나타냈다. VD4, VS4의 비교를 통해 각 회로에서의 도통 손실을 확인할 수 있다. Fig. 13의 경우와
마찬가지로 MOSFET에서의 전압 강하가 다이오드의 전압 강하와 비교할 때 더 휠씬 작은 도통 손실이 발생하는 것을 확인할 수 있다. Boost mode에서
D4와 S4는 반주기 동안 도통 된다. 각 소자에 도통 손실을 계산하고 이를 Table 2에 나타내었다.
Fig. 14. Experiment waveforms in boost mode inductor current, voltage of diode and
MOSFET.
(a) Buck-boost converter
(b) Synchronous buck-boost converter
(c) VD4(1V/div) in waveform (a)
(d) VS4(1V/div) in waveform (b)
Table 2는 Synchronous Buck-Boost 컨버터의 CRM 제어 적용 시 도통 손실의 유효성 입증을 위해 다이오드에서의 도통 손실과 MOSFET으로
대체했을 때의 도통 손실을 비교하여 나타낸 것이다. MOSFET을 사용하였을 때의 도통 손실이 큰 폭으로 감소하는 것을 확인할 수 있다.
Table 2. Conduction losses at diode and MOSFET
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Buck mde
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Boost mode
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$P_{Diode}$
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D1
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99.01mW
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D2
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273.5 mW
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288.16mW
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$P_{Mosfet}$
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S2
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0.527 mW
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S4
|
1.155 mW
|
1.934 mW
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5. 결 론
기존의 Buck-Boost 컨버터는 하드 스위칭에서 발생하는 스위칭 손실과 다이오드 순방향 전압 강하로 인한 도통 손실이 발생하는 단점이 있다. 이러한
단점을 해결하기 위해 다이오드를 MOSFET으로 대체한 Synchronous Buck-Boost 컨버터의 도통 손실을 계산을 통해 분석하여 유효성을
확인하였으며 기존 하드 스위칭 제어에서 발생하는 스위칭 손실의 저감을 위한 ZCS의 적용을 위해 CRM 제어를 적용하여 이를 구현하였다. CRM 제어
시 전류가 영이 되는 시점을 검출하는 회로와 이떄 스위칭하는 회로가 필요하다. 그러나 CRM 제어 특성상 동작 주파수가 계속적으로 변하기 때문에 이를
디지털로 구현하기에는 여러 가지 어려움이 따른다. 또한, ZCD (Zero-Current Detection) 회로로 인해, 회로가 복잡해지고 비용이
증가한다. 그러므로 CRM 제어 시 별도의 영전류 검출기와 같은 추가의 하드웨어를 사용하지 않고 회로 동작 시 인덕터 전류의 해석을 통해 CRM 동작
조건에 맞는 주파수를 매번 계산하여 CRM 동작을 구현하였다.
Acknowledgement
본 연구는 한경대학교 2022년도 학술연구조성비의 지원에 의한 것임.
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Biography
He received the B.S. in electrical engineering from Hankyoung National University,
Anseong in 2022. Since 2022, he is pursuing the M.S. at the same university. His research
interests are in photovoltaic systems, inverters and power converters.
He received the B.S. and M.S. and Ph.D. degrees in electrical engineering from
Hanyang University, Seoul, Korea, in 1987, 1989, 2001, respectively. From 1988 to
1998, he was with the R&D Institute, Hyosung Industries Company Ltd., as a Senior
Researcher, Seoul, Korea. He was a Visiting Professor in the department of Electrical
Engineering at Virginia Polytechnic Institute and State University, Virginia, USA
from 2007 to 2009. Since 2002, he has been with Hankyong National University, Ansung,
Korea, where he is a Professor with the Department of Electrical, Electronic and Control
Engineering. His research interests are in the areas of power converter, APF, UPS,
and electrical drives.