2.1 기존 MLPE용 전력변환장치

태양광 발전 시스템 구성에서 MLPE 전력변환장치는 PV 모듈과 1대 1 혹은 1대 2 연결되는 구조를 가진다. MLPE는 PV 모듈 간의 오차, 부분 음영 영향으로 발전량의 손실을 줄이거나 화재 및 사고 시 대응을 위한 RSD 의무화에 따라 태양광 MLPE의 안정성 외에도 요구사항은 많아지고 있으며 MLPE의 고효율화 및 단위 용량당 구성비용의 감소, 태양광 발전의 간헐적 발전 특성을 해결하기 위한 다양한 전력원 및 기존 시스템과의 호환성 확보에 대한 요구에 따라 많은 산업체에서도 MLPE에 대하여 많은 연구 개발이 진행 중이다^[8].

Fig. 1은 Synchronous Buck Converter를 나타낸다. Synchronous Buck Converter는 동기제어 방식으로 스위치가 상보적으로 동작하고 스위치의 전도 손실을 저감 하여 컨버터의 효율이 높다. 또한 회로 구성이 간단하여 용량당 단위 구성비용이 낮은 장점이 있다^[9]. 하지만 직렬로 연결된 PV 모듈에서 부분음영이 발생할 경우 벅 모드로 사용 가능하며 부스트 모드는 동작하지 않기 때문에 실시간 MPPT 제어가 불가능한 단점을 가지고 있다. 실시간 MPPT 제어는 태양광 조도의 가변성, 온도영향, 패널 불일치, 수요 부하에 대한 대응 등 음영(그늘) 및 에너지 출력을 감소시킬 수 있는 기타 요인의 영향이 존재하는 환경에서 영향을 최소화하여 태양광 발전 시스템의 효율성과 신뢰성을 개선하기 위하여 실시간 제어가 필요하다.

Fig. 2는 Non-Inverting Buck-Boost(NIBB) Converter를 나타낸다. NIBB 컨버터의 경우 벅 모드와 부스트 모드 제어가 가능하기 때문에 실시간 MPPT 제어가 가능하며 높은 컨버터 효율을 갖고 있기 때문에 많은 응용분야에서 사용된다^{[10, 11]}. NIBB Converter는 구조는 4개의 스위치, 인덕터 1개 입출력 커패시터 2개로 구성되어 있으며, 스위치 제어를 통하여 승압 혹은 강압 제어가 가능하다. 하지만 NIBB 컨버터는 기존의 벅 또는 부스트 컨버터에 비해 인덕터 전류가 훨씬 더 높으며, 승압 제어 및 강압 제어 시 전환되기 위한 별도의 알고리즘이 필요하다. 또한 시스템 구성 시 스위치 4개는 시스템의 단가 상승이 불가피하다.

2.2 제안된 벅-부스트 컨버터 분석

RSD 기능을 포함한 MLPE 설치 의무화로 인하여 스트링형 태양광 발전시스템 구조는 변화하고 있다. 기존 스트링형 태양광 발전시스템 구조는 PV 단위 모듈과 직렬로 연결되는 스트링 구조에서 컨버터와 인버터가 연계되는 구조였으나, MLPE가 포함된 스트링형 태양광 발전 시스템 구조는 PV 단위 모듈과 MLPE가 결합되어 MLPE 출력이 직렬 연결되는 구조이다. MLPE와 직렬로 연결된 스트링 출력은 인버터를 통해 계통 혹은 부하측에 전력을 공급하게 된다. 이러한 스트링 구조를 병렬 연결하면 대용량 태양광 발전도 가능하다.

본 논문에서는 MLPE용 새로운 벅-부스트 컨버터를 제안하였다. 제안된 벅-부스트 컨버터는 Fig. 3과 같다. 제안된 벅-부스트 컨버터는 2개의 스위치, 2개의 다이오드, 1개의 인덕터와 입출력 커패시터로 구성되며, 제안된 벅-부스트 컨버터의 제어는 PV 모듈 상태에 따라 벅 제어, 부스트 제어, 바이패스 제어, RSD 제어 모드를 갖는다.

Fig. 4와 Fig. 5는 제안된 벅-부스트 컨버터의 부스트 모드를 나타낸다. PV 모듈과 연결된 컨버터에서 입력 전압과 전류를 검출 받아 MPPT 제어를 통하여 최대 출력을 낼 수 있는 전압을 결정한다. 스트링 구조에서 일부 PV 모듈에 음영이 발생할 경우 PV 모듈간 부정합 손실을 줄이기 위하여 음영이 발생한 컨버터에서는 벅 모드 제어를 수행하며 음영이 발생하지 않은 PV 모듈에서는 부스트 모드를 유지한다. 각 PV 모듈과 연결된 MLPE 출력 전압은 부하측(인버터 혹은 에너지소비부하)으로 공급되게 되며 부하조건에 따라 승압 전압이 결정된다. 부스트 모드는 SWBuck 스위치는 ON 신호가 인가되고 SWBoost 스위치는 PWM(Pulse Width Modulation)을 수행한다. 스위치 SWBoost가 턴-온 상태에서 다이오드 D2 턴-오프가 된다. SWBoost 스위치에 걸리는 전압은 0이 되고, 인덕터는 에너지를 축적하여 전류의 크기는 증가한다. 이때 인덕터에 흐르는 전류와 스위치에 흐르는 전류는 같다. 이 후 SWBoost 스위치가 턴-오프가 되면 턴-온 되어 있는 SWBuck 스위치로 회로가 형성된다. 인덕터에서 축적된 에너지와 PV 모듈의 입력과 함께 출력측으로 전달되며 출력전압 Vo는 Vpv + VL이 된다.

Fig. 6과 Fig. 7은 스위치 SWBcuk 동작에 따라 벅 모드를 나타낸다. 벅 모드는 스위치 SWBcuk 가 턴-온 되면 Fig. 6과 같은 전류 패스가 형성된다. 이때 입력전류는 인덕터의 에너지를 축척하며 출력 측으로 전달된다. 이후 스위치 SWBcuk가 턴-오프가 되면 인덕터에 축척된 에너지는 다이오드 D1과 D2가 도통되어 출력 측으로 에너지를 공급하게 된다. 스위치 SWBoost는 동작하지 않으며, 다이오드 D2는 연속 도통으로 인하여 전도 손실이 크게 발생할 것으로 예상된다.

Fig. 8은 제안된 컨버터의 바이패스 모드를 나타낸다. 최대 일사량 조건에서 PV 모듈의 전압과 전류 입력받아 계산된 전력이 최대 전력점과 부하 출력의 요구사항이 같은 경우 바이패스 모드로 절환 된다. 바이패스 모드는 SWBuck 스위치가 턴-온하여 PV 모듈에서 발생된 전력을 출력측으로 공급하게 된다.

Fig. 9는 제안된 컨버터의 RSD 모드를 보여준다. 태양광 발전 화재 발생이나 긴급 점검이 필요하여 태양광 발전 출력을 제한할 경우 외부 신호에 따라 RSD 모드로 변환된다.

2.3 제안된 컨버터의 멀티 캐리어 PWM 제어

PV 모듈과 연결된 컨버터는 태양광 시스템의 긴급 점검 및 화재 발생 시 신속한 차단을 위한 동작이 필요하거나 PV 모듈의 일사량 및 주변 환경에 따라 변화하는 출력 특성을 효과적으로 제어하기 위하여 동작모드를 결정한다. 제안된 컨버터의 동작모드는 벅 모드, 부스트 모드, 바이패스 모드, RSD 모드로 제어된다.

Fig. 10은 멀티 캐리어 PWM 제어(Multi Carrier-Based PWM Contorl) 스위칭 방식을 보여주고 있다. 기존 벅-부스트 컨버터의 경우 1개의 캐리어 신호와 기준전압을 비교하여 PWM을 생성하고 제어한다. 본 논문에서의 컨버터 제어방식은 멀티 캐리어 PWM 스위칭으로 제어방식을 제안하였다. 제안된 컨버터의 제어 방법은 2개의 삼각파 캐리어 신호가 기준전압의 신호와 연속적으로 비교하여 PWM 신호를 발생한다. 기준전압이 캐리어 신호보다 크면 스위치가 턴-온 상태이고, 캐리어 신호보다 작을 경우 스위치는 턴-오프 상태가 된다. 이에 따라 제안된 컨버터의 멀티 캐리어 PWM 제어방식은 PV 모듈의 일사량에 따라 모드 전환이 빠르게 전환할 수 있는 장점을 가지고 있다.

Fig. 11은 PWM 레퍼런스 위치에 따른 동작 모드를 나타낸다. PWM 레퍼런스는 전류제어기의 출력으로 PV모듈의 전압, 전류 등 조건에 따라 동작모드가 결정이 되며, 스트링 구조로 연결된 PV 모듈이 음영(그늘) 및 에너지 출력을 감소시킬 수 있는 기타 요인의 영향에 따라 벅 모드 혹은 부스트 모드 동작한다. 부정합 손실이 발생한 일부 PV 모듈의 컨버터는 벅 모드로 동작하며, 부분 음영이 발생하지 않은 PV 모듈의 컨버터는 부스트 모드로 동작한다.

제안된 컨버터에서 바이패스 모드의 동작은 PV 모듈의 부정합 손실이 없이 최대 전력과 부하에서 요구되는 전력이 동일해야 한다. 바이패스 모드는 벅 캐리어와 부스트 캐리어 사이에 PWM 지령이 위치한다. 이때 스위치가 SWBuck 항상 턴-온 되어 부하 측에 전력을 공급한다.

RSD 모드는 태양광 발전 시스템의 화재 및 긴급 안전 점검 발생 시 신속하게 컨버터의 출력을 차단하기 위하여 RSD 모드에서 동작한다. RSD 모드 동작은 스위치 SWBuck와 SWBoost가 턴-오프 상태이다. Table 2는 모드에 따라 스위치 제어 방식을 나타낸다.

2.4 제안된 벅-부스터 컨버터 열분석

태양광 발전 시스템용 MLPE는 고효율화 및 단위 용량당 구성비용의 감소가 요구되고 있으며 소형 경량화를 위해서는 전기적 열 해석을 통해 발열량을 예측하고 방열 및 부품 선정의 최적 설계가 필요하다. 따라서 제안된 컨버터와 기존 컨버터에서의 전력반도체의 발열을 예측하기 위하여 열 모델링 시뮬레이션을 수행하였다. MLPE에서 대부분의 전력손실은 전력 반도체 소자인 MOSFET 스위치와 다이오드 소자의 손실이 크게 발생하며, 스위치와 다이오드 손실은 크게 전도 손실과 스위칭손실로 나뉜다.

Fig. 12는 MOSFET 스위치와 기생 다이오드의 도통 시 전압과 전류를 나타내며, Fig. 13은 전도 손실을 위한 모델링을 나타낸다.

이에 따라 스위치 손실은 식 1과 2와 같이 스위치에 걸리는 전압 vds,과 다이오드에 걸리는 전압 vd, 스위치에 흐르는 전류 is와 다이오드에 흐르는 전류 id로 나타낸다.

전도 손실은 MOSFET 스위치 소자가 턴-온 조건에서 드레인-소스 양단 간에 전류가 흘러 Rds에 의해 줄(Joule)의 형태로 발생한다. 다이오드의 경우 순방향 전압 강하와 Rd에 의해 열이 발생한다.

스위칭 손실은 스위치 소자가 턴-온과 턴-오프 상태의 전압 전류 기울기에 따라 발생되는 손실로 나타난다. Fig. 14는 게이트 신호에 따른 스위치 동작 상태를 나타낸다.

Fig. 14에 따라 MOSFET 스위치의 게이트 전압 VGS를 +전압으로 인가하여 게이트 전압이 문턱전압보다 클 때 채널이 형성되고 드레인-소스 양단간에 도통되어 전류가 흐른다. 이때 스위치의 턴-온 시 스위칭 손실이 발생하며, 스위치 양단 전류는 부하전류까지 흐르게 된다. 이때 전류의 기울기 및 다이오드의 역회복 전류로 인하여 Peak 전류가 발생하게 된다. MOSFET의 드레인-소스간 전압은 급격히 하강함에 따라 빠른 dv/dt 기울기로 스위치 양단 전압은 0으로 하강되며 스위치 턴 온 손실이 끝난다. 이때 스위칭 온 상태에서의 손실 P_M_Eon은 식 5와 같다.

이후 게이트 전압을 유지하기 위하여 +전압은 유지되고 있다. 게이트 MOSFET의 게이트 전압 VGS을 0 혹은 –전압을 인가하면 게이트 신호 +전압 상태에서 문턱전압까지 하강하여 MOSFET 양단간 도통 전류는 차단된다^{[12, 13]}.

이때 스위치 전압이 상승하면서 스위치 턴 오프 손실이 발생한다. 식 6은 스위치 턴 오프 손실 P_M_Eoff를 나타낸다. Eon, Eon_nom, ID_nom, VDS_nom은 고정값으로 데이터 시트에 표기되어 있으며, 스위칭 손실은 스위칭 주파수 fsw, 스위치에 걸리는 전압 VDS의 평균값과, MOSFET 흐르는 전류 ID의 평균값에 영향을 받는다.

스위치에서 전도손실과 동적손실로 인한 손실은 스위치 내부의 P.N 접합면(junction)에서 발생하여 스위치의 내부 구성 물질을 지나 Case를 통해 방열판으로 전달된다. 그리고 최종적으로 대기 중으로 전달된다.

Fig. 15는 스위치의 손실을 예측하기 위한 MOSFET 및 방열판의 열 저항 모델링 나타낸다.

열의 흐름에서 열전달을 방해하는 성질을 열저항이라 한다. 열저항은 전기회로 모델링에서의 저항과 같다. Rjc는 P.N 접합면(junction)-Case 손실을 일정한 주기시간 간격으로 측정이 가능하다. 따라서 MOSFET 스위치와 다이오드의 내부 열 저항 계수는 접합면에서의 측정한 온도 프로파일을 일정한 주기시간 간격으로 측정하여 Rjcn와 Cjcn 특성 곡선으로 결과를 얻을 수 있다. 또한 정상상태에 온도가 도달하여 평형 상태를 유지하게 되면, 열 커패시턴스 성분은 사라지게 되므로 Rjcn을 얻을 수 있다. 과도 상태에 임의의 시간 $\tau$에서의 열 저항 계수를 Rjcn값을 이용하여 열 캐패시턴스를 구할 수 있다.

이때 소자의 열저항 시정수 시간과 저항값을 통해 커패시턴스를 역산 할 수 있으며, 커패시터턴스 값은 Fig. 16과 같은 전기회로로 모델링 할 수 있다. $\tau$는 임의 시간, Rjcn은 정상상태 열저항, Rjcn($\tau$)는 임의 시간 t에서의 열 저항이다. 본 모델링에서 PMOSFET와 PDiode는 전류원으로 손실이 나타나고 식 9로 전압의 형태로 스위치와 다이오드의 열을 계산한다.

3.1 제안된 벅-부스트 컨버터 시뮬레이션 결과

본 논문에서는 제안된 벅-부스트 컨버터의 대한 모드분석과 기존 MLPE용 전력변환장치의 열해석을 통하여 전력반도체의 발열 온도를 예측하기 위한 시뮬레이션을 수행하였다. 논문의 시뮬레이션 구성은 스트링 구조를 갖는 태양광 발전을 모의 시뮬레이션을 수행하기 위하여 C언어 기반의 제어기를 이용하여 모델링하였다. 태양광 모듈은 PSIM에서 제공하는 모듈을 사용하여 400W 태양전지를 모델링을 진행하였다. 또한 제어기 구성은 PSIM의 DLL과 Visual studio를 연계하여 MPPT제어, 전압제어기, 전류제어기를 수행하였다.

400W급 PV 모듈 8대와 제안된 벅-부스트 컨버터 8대를 스트링 구조로 구성하였다. 모의 시뮬레이션에서 PV1∼5 모듈은 일사량이 100% 조건에서 발전하고 PV6∼8 모듈은 일사량이 100%, 60%, 20%에서 음영이 발생한 조건으로 시뮬레이션을 수행하였다. Table 3은 시스템 파라미터를 나타내고 있다.

Fig. 17은 PV1과 PV8 모듈의 일사량을 보여주고 있다. PV1 모듈 일사량은 부정합손실이 없는 상태에서의 일사량을 나타내고 있으며, PV8 모듈의 경우 100% 일사량에서 부정합손실로 60%, 20% 일사량이 줄어든다. Fig. 18은 일사량에 따른 벅-부스트 컨버터의 출력전압을 보여주고 있다. PV1 모듈과 연결된 벅-부스트 컨버터는 부스트 동작에 따라 출력전압을 상승하고 부정합 손실이 발생한 PV8 모듈과 연결된 벅-부스트 컨버터는 부스트 모드에서 벅으로 동작하여 출력을 제어하고 있다. PV1 모듈과 연결된 컨버터의 전압은 60V로 출력되며 이후 일사량 변화에 따라 출력전압은 66V, 75V로 승압된다. PV8 모듈과 연결된 컨버터는 일사량 100%에서는 60V로 출력되며 이후 38V, 14V로 출력전압은 강압한다.

Fig. 19와 20은 벅-부스트 컨버터의 MPPT를 나타내고 있다. Fig. 19의 시뮬레이션 결과는 부정합 손실이 없는 PV 모듈과 연결된 컨버터의 MPPT 제어를 통하여 최대전력을 추종하는 파형을 나타내고 있다. 이때 최대 전력은 394W이다. Fig. 20은 임의의 부정합 손실이 발생한 모듈과 연결된 컨버터의 MPPT 제어를 통하여 최대전력을 추종하는 파형을 나타내고 있다. 일사량 100%에서는 PV1 모듈과 동일한 전력으로 제어되며, 일사량이 60% 감소한 최대 전력은 235W 이후 72W로 제어된다. 논문에서는 최대전력점 추종을 위하여 P&O MPPT 제어방식을 적용하였다. P&O MPPT 동작 원리는 PV

모듈의 동작점을 규정하는 PV 출력단 전류 제어시에 전압을 일정한 폭으로 변동시킨 후 출력 전력을 관측하고, 이를 이전 출력 전력과 비교하여 출력이 증가하는 방향으로 전압을 상승 혹은 하강시킴으로써 최대 전력점을 추종하는 방식이다^[14].

Fig. 21은 PV8 모듈에 연결된 제안된 컨버터가 부스트 모드에서 벅 모드로 절환되는 PWM 파형을 시뮬레이션으로 확인 할 수 있었다. Fig. 22는 스트링으로 구성된 제안된 컨버터들의 부하 출력 시뮬레이션 결과를 나타내고 있다. 일사량이 100% 조건에서 부하측에 공급되는 전압과 전류는 485V, 6A이며, 이후 부분 음영에 따라 440V 5.5A, 400V, 5A로 제어된다. 바이패스 모드는 부하에서 요구되는 전력과 PV 모듈의 최대전력이 일치해야 모드가 실행된다. 제안된 컨버터는 바이패스 모드 조건에 따라 모의 시뮬레이션을 수행하였다.

Fig. 23은 부스트 모드에서 바이패스 모드로 전환되는 시뮬레이션 결과를 보여주고 있다. 이때 제안된 컨버터의 출력전압은 38V이고 입력전력은 380W로 공급된다. 바이패스 모드에서는 스위칭을 하지 않기 때문에 PV 모듈에서 공급하는 전압과 전류를 출력측으로 전달한다. 별도의 스위치가 동작하지 않기 때문에 공급되는 전압과 전류에는 리플이 발생하지 않는다. Fig. 24는 부스트 모드에서 바이패스 모드로 전환시 멀티캐리어와 벅-부스트 컨버터의 제어기 출력값을 보여주고 있다. Fig. 25는 부스트 모드에서의 바이패스 모드로 전환시 제안된 컨버터의 MPPT 추종하는 파형을 나타내고 있다. RSD 모드는 태양광 발전 시스템의 화재 및 긴급 안전 점검 발생 시 신속하게 컨버터의 출력을 차단하여 RSD 모드에서 동작에 대하여 모의 시뮬레이션을 수행하였다.

Fig. 26은 부스트 모드 동작에서 외부의 신호를 받아 RSD 모드로 전환시 멀티 캐리어와 제어기의 출력값을 나타내고 있다. Fig. 27은 벅-부스트 컨버터의 출력전압과 스트링 구조에서 부하에 공급되는 출력 전압을 보여주고 있다. 출력전압은 직렬 연결된 PV8 모듈의 전압이다. 제안된 컨버터의 출력 전력과 부하측에 공급되는 전압은 394W과 485V이며, 외부 신호에 따라 RSD 모드 절환되어 전력 공급이 중단된다.

본 논문에서는 제안된 컨버터와 기존 벅-부스트 컨버터의 전력반도체 소자 온도를 비교하였다. Table 4는 온도 분석을 위한 파라미터이다. 스위치의 손실을 비교하기 위하여 ROHM사의 SiC MOSFET SCT3030AR을 다이오드는 Infineon사의 Si Diode IDWD40E65E7을 적용하여 시뮬레이션을 수행하였다.

손실분석은 2.4장의 손실분석에 따라 전력반도체의 Juction 온도에서 Case 온도까지 열 저항 모델링을 통하여 손실분석 하였다. 열 저항 모델링은 SiC MOSFET와 SiC Diode 제조사에서 제공하는 데이터 시트에 열 저항 곡선으로 시정수 시간과 저항값을 계산하여 등가회로 설계 하였다.

Fig. 28은 제안된 벅-부스트 컨버터의 벅 모드에 따라 소자 온도를 나타내고 있다. 입출력 전압은 각각 40V, 20V이고 부하 저항은 1Ω이다. Fig. 28의 시뮬레이션 조건은 벅 모드에서 동작하였다. 스위치 SWBuck의 PWM 동작을 하고, SWBoost는 동작을 하지 않는다. 다이오드 D1은 SWBuck와 상보 동작을 하며, 다이오드 D2는 풀 턴-온 상태로 동작한다.

Fig. 29는 제안된 벅-부스트 컨버터의 부스트 모드에 따라 소자의 온도를 나타내고 있다. 입출력 전압은 각각 40V, 80V이고 부하 저항은 14Ω이다. 제안된 컨버터의 부스트 모드의 경우 스위치의 상태에 따라 인덕터의 에너지를 축척하거나 입력 전원과 인덕터의 에너지를 출력측으로 전달한다. 또한 스위치 상태에 따라 다이오드 D2는 도통되고 D1은 동작하지 않는다.

Fig. 30은 제안된 컨버터의 SiC MOSFET와 Si Diode에서 발생한 손실과 이에 따른 온도 비교를 나타낸다. 제안된 컨버터의 경우 스위칭 손실보다 전도손실이 크게 발생하며 전체적인 손실로 나타나고 있다. 특히 스위치 온도보다 다이오드 온도가 높은 온도 특성을 볼 수 있다. 벅 모드에서 D2 다이오드는 약 91.3℃를 나타내고 있으며, D2의 경우 회로 구성에 따라 연속적인 동작과 큰 전류가 흐르기 때문에 높은 온도가 발생한다. 논문에서 선정한 다이오드의 순방향 전압은 1.65V이며, 실제 회로 구현 시 D2 다이오드는 순방향 전압이 낮은 소자 선정이 필요하다.

제안된 벅-부스트 컨버터와 스위치 4개를 사용한 기존 Non-Inverting Buck-Boost Converter의 전력반도체 온도를 비교하기 위하여 시뮬레이션을 수행하였다. 스위치는 동일한 모델로 적용하였다. 기존 컨버터도 벅 모드와 부스트 모드로 구분되며 부스트 모드에서는 SiC MOSFET SW1과 SW4가 턴-온되면 인덕터 에너지를 축척하는 구간으로 SW1과 SW4 에 전류가 흐르는 패스(path)로 회로가 구성된다. 이후 SW4 SiC MOSFET가 턴 오프가 되면 스위치 SW3 턴 온이 된다. 이때 스위치 SW1과 SW3를 통하여 입력 전원과 인덕터의 에너지를 출력측으로 전달된다. 벅 모드 에서는 SW1과 SW3가 턴 온이 되면 입력전원의 에너지를 출력측으로 전달된다. 입력전원의 에너지는 인덕터의 축척되는 에너지를 포함하고 있다.이후 SiC MOSFET SW1 턴 오프가 되면 dead time 이후 스위치 SW2가 턴 온 된다. 인덕터의 축척된 에너지를 출력측으로 전달한다.

Fig. 31은 Non-Inverting Buck-Boost Converter의 부스트 모드에 따른 소자 온도를 나타내고 있다. 4 개의 스위치 중 SW3 소자의 온도가 46.4℃ 로 가장 높게 나타난다. 부스트 모드에서 입력전압과 인덕터의 에너지를 출력측으로 전달될 때 SW3는 SiC MOSFET의 바디 다이오드로 흐르는 전류가 형성되며 SCT3030AR의 바디 다이오드 순방향 전압은 3.5V로 다른 소자 비해 높은 온도 특성을 나타내는 것을 볼 수 있다.

Fig. 32는 Non-Inverting Buck-Boost Converter의 벅 모드에 따른 소자 온도를 나타내고 있다. 스위치 SW1과 SW2의 소자는 Dead Time 구간을 제외하고 상보 동작을 한다. 이때 두 소자의 온도차가 발생하는 이유는 SiC MOSFET SW2에 흐르는 전류는 소스-드레인으로 흐르는 전류와 바디 다이오드를 통해 전류가 흐른다. 이때 바디 다이오드의 순방향 전압값이 높아 전도 손실이 크기 때문에 온도차이가 발생한다.

Fig. 33은 제안된 벅-부스트 컨버터와 기존 벅-부스트 컨버터의 동작에 따른 전력반도체 소자 온도를 비교하였다. 제안된 컨버터의 벅 모드 동작에서 다이오드 온도가 높게 나타났으며, 풀 턴-온으로 인하여 전도손실이 크게 발생하였다. 시뮬레이션을 수행한 제안된 컨버터의 다이오드는 IDWD40E65E7 사용하였다. IDWD40E65E7는 스위칭 손실이 작고 고속 스위칭이 가능하지만, 순방향 전압이 1.65V로 전도 손실이 크게 때문에 적절하지 않음을 확인할 수 있었다. 추후 제안된 컨버터의 설계 시 순방향 전압이 작은 다이오드를 사용하거나 2개의 병렬로 다이오드를 적용하면 다이오드 온도를 적절히 낮출 수 있을 것으로 예상된다.