1. 서 론

철도 차량용 보조전원장치는 추진시스템의 전력공급을 제외한 모든 장치인 냉난방 장치, 객실 조명, 배터리 충전, 제동에 사용되는 공기 압축 장치의 전원 공급을 위한 장치로서 철도 차량에서는 필수적으로 적용되는 장치이다^[1].

기존의 철도 차량용 보조전원장치의 경우 가선 입력 전압과 3상 부하의 절연을 위해 DC-AC 인버터 출력단에 60Hz 저주파 변압기를 이용한 시스템으로 구성된다. 저주파 변압기를 이용한 보조전원장치 시스템의 경우 구조가 단순하고 유지 보수 등이 유리한 반면 부피 및 무게가 큰 단점이 있다^[2].

최근 전 세계적으로 탄소배출에 대한 규제가 강화되고 있으며, 유럽과 북미에서는 철도 차량 등에서 발생하는 온실가스 배출량을 법적으로 규제하는 기준안을 발표하여 적용하고 있는데, 국내에서도 철도 차량을 구성하는 전장품들의 에너지 효율 향상과 탄소 배출 저감을 위한 고효율 및 경량화 연구가 활발히 진행되고 있다.

철도 차량용 공진형 보조전원장치에서는 기존 보조전원장치의 부피가 큰 60Hz 저주파 변압기를 대신하여 수 kHz 대역의 고주파 스위칭용 반도체 소자를 사용한 절연형 컨버터를 통해 변압기의 크기를 줄인다^[3-5]. 또한, 공진형 보조전원장치의 공진 컨버터 부는 손실을 최소화하기 위해 ZVS 동작을 한다^{[6, 7]}. 본 논문에서는 철도 차량용 공진형 보조전원장치의 공진 탱크를 구성하는 공진 리액터(RL)와 공진 캐패시터(RC)의 최적값을 제안한다.

공진형 컨버터를 사용할 경우 공진 탱크를 구성하는 공진 리액터와 공진 캐패시터의 소손 및 노후화에 의해 공진 주파수가 증가하는 문제가 발생한다. 공진 주파수가 증가하면 공진 전류의 상승으로 인해 공진 컨버터 소자에 2차 소손을 초래할 수 있다. 따라서, 이를 검지하고 보호 동작을 하기 위한 방법을 제안한다.

또한, 최근에는 철도 차량에서 사용되는 공기 압축기 기동 장치, 공조 장치, 배터리 충전기 등의 장치들이 전력용 반도체 등의 능동 소자를 활용한 전력 변환 장치를 사용하여 간헐적 또는 연속적으로 동작하는 비선형 부하가 증가하고 있다. 이로 인해 비선형 부하의 종류와 수가 증가하고 있으며, 이러한 부하들은 철도 차량의 기준이 되는 기능 구현 및 원활한 운용을 위해서는 필수적이다^[8]. 그러나 비선형 부하의 비율이 높아질수록 고조파 성분과 출력 전압 상 불평형이 발생하게 되며, 이는 보조전원장치의 손실 증가, 역률 감소, 효율 감소, 발열 등과 같은 문제로 이어질 수 있다.

본 논문에서는 철도 차량의 고효율 및 경량화를 위해 설계된 LLC 공진형 컨버터를 이용한 공진형 보조전원장치의 공진 파괴 검지 기법 및 고조파 왜곡에 강인한 제어 알고리즘에 대해 제안한다. 제안하는 검지 기법 및 알고리즘은 실제 철도 차량용 보조전원장치의 제원 기준으로 시뮬레이션 및 실험을 통해 검증하였다.

2. 공진형 보조전원장치의 구조

Fig. 1은 기존의 철도 차량용 보조전원장치를 나타낸다. 기존의 보조전원장치는 정류기를 통해 정류된 가선 전압 DC 900V ∼ 1,800V를 입력받아 L-C 필터를 거쳐 인버터 입력단 전압을 형성하게 된다. 인버터는 전압 제어를 통해 3상 선간 AC 670V를 출력한다. 이때, 인버터 회로와 출력 필터의 전지적인 절연을 위한 60Hz의 저주파수 변압기를 사용하게 된다.

저주파수 변압기 권선비에 따른 전압 강하를 통해 최종적으로 철도 차량 부하 측에 선간 AC 380V가 인가된다. 이때, 입력단의 전압 크기로 인해 인버터의 스위칭 주파수 상승에 한계가 있으며 저주파수 변압기의 중량 및 크기가 증가함에 따라 보조전원장치의 전체적인 중량 및 크기도 증가할 수밖에 없다.

Fig. 1. Structure of conventional auxiliary power supply for railway vehicles

Fig. 2는 제안하는 철도 차량용 공진형 보조전원장치를 나타낸다. 공진형 보조전원장치는 크게 입력단 벅-컨버터 부, 공진 컨버터 부, 3상 인버터 부, 배터리 충전용 컨버터 부로 구성되어 있다.

Fig. 2. Structure of the propulsion control system for resonant auxiliary power supply unit

Fig. 3. Buck converter part of resonant auxiliary power supply unit

Fig. 4. Resonant converter part of resonant auxiliary power supply unit

Fig. 5. 3-ph. inverter part of resonant auxiliary power supply unit

Fig. 6. Battery charger converter part of resonant auxiliary power supply unit

Fig. 3은 입력단 벅-컨버터 부를 나타낸다. 가선으로부터 입력받은 불안정한 전압을 강압시켜주는 역할을 하며, 발열 및 소자 용량의 경량화를 위해 이중 쵸퍼형 구성으로 설계되었다.

Fig. 4는 공진 컨버터 부이며 고주파 스위칭으로 인해 변압기의 중량 및 크기가 줄어들며 공진 캐패시터와 공진 리액터로 구성 된다.

Fig. 5는 3상 인버터 부이다. 인버터 부는 공진 컨버터 부로부터 전압을 인가받아 3상 선간 AC 380 V를 출력하며 부하로 출력 전압을 전달 한다.

Fig. 6은 배터리 충전용 컨버터 부이며 DC-DC 컨버터로 구성 된다.

Fig. 1과 Fig. 2를 비교해보면 Fig. 1에 비해 Fig. 2의 구성과 회로는 복잡할 수 있으나, 주회로를 구성하고 있는 권선물에 대한 중량과 크기의 차이로 Fig. 2의 제안하는 공진형 보조전원장치가 경량화에 적합한 토폴로지이다. 실제 철도 차량용 전장품에서 사용되는 보조전원장치는 Fig. 1 타입과 Fig. 2 타입으로 나뉘며 두 보조전원장치의 무게를 비교해 보면 Fig. 2 타입의 무게가 약 20% 작게 측정되었다.

3. 공진형 보조전원장치의 공진 탱크 설계

Fig. 7. Equivalent circuit of an LLC resonant converter

Fig. 7은 LLC 공진형 컨버터의 등가회로를 나타낸다. LLC 공진형 컨버터의 공진 탱크는 공진 리액터와 공진 캐패시터로 구성되어 있다^[9]. 공진 탱크를 구성하는 소자의 용량 선정은 스위칭 주파수에 따른 전압 이득 곡선 및 컨버터의 특성을 결정하기 때문에 LLC 공진형 컨버터 공진 탱크의 최적 설계는 필수적이다. 식 (1)은 LLC 공진형 컨버터의 전압 이득 수식, 식 (2)는 각 변수에 대한 수식을 나타낸다.

여기서, $K$는 전압 이득, $f_{c}$는 스위칭 주파수, $f_{r}$은 공진 주파수, $L_{m}$은 자화 인덕턴스, $F_{x}$는 $f_{c}$와 $f_{r}$의 비율, $RL$은 공진 인턱턴스, $RC$는 공진 캐패시턴스, $m$은 $L_{m}$과 $RL$의 비율, $Q$는 Quality factor, $R$은 출력 저항, $R_{ac}$는 $R$의 1차 측 등가 교류 저항, $N_{p}$와 $N_{s}$는 변압기 1, 2차 측 권선 수를 나타낸다.

Fig. 8은 식 (1)을 Mathworks 사의 Matlab를 이용하여 그린 공진 탱크의 전압 이득 곡선을 나타낸다. Fig. 8(a)는 비교적 낮은 $m$ 값의 이득 곡선을, (b)는 높은 $m$ 값의 이득 곡선을 나타낸다. Fig. 8에서 확인할 수 있듯이, 높은 $m$의 전압 이득 곡선에서는 $F_{x}$의 변화에 전압 이득이 크게 변화하지 않고, 전 부하 영역에 걸쳐 1에 근사한 전압 이득을 얻는다. 본 논문의 공진형 보조전원장치의 LLC 공진형 컨버터는 고정주파수 제어를 하므로 $F_{x}$의 변화에 민감하지 않으면서 전 부하 영역에서 1에 근사한 전압 이득을 가지는 높은 $m$값의 설계가 요구 된다.

Fig. 8. Voltage gain graph of resonant tank with different m value (a) : $C_{r}$=13μF, $L_{r}$=27μH, $m$=112 (b) : $C_{r}$=48μF, $L_{r}$=7.5μH, $m$=400

Table 1은 본 논문의 LLC 공진형 컨버터의 설계 파라미터를 나타낸다. 공진 캐패시터 용량은 스위칭 주파수 7kHz의 설계에서 높은 $m$값을 가지고, $F_{x}$가 1에 근사한 용량성 영역에서 동작할 수 있는 최댓값인 48μF으로 선정하였다. 또한, 공진 리액터 용량은 공진 주파수가 스위칭 주파수에 근사할 수 있도록 식 (2)의 공진 주파수 수식을 이용하여 계산한 7.5μH로 선정하였다.

4. 공진형 보조전원장치의 제어 알고리즘

Fig. 9는 철도 차량용 공진형 보조전원장치의 벅-컨버터 부의 제어 블록도를 나타낸다. Fig. 3과 같이 벅-컨버터 부는 소자의 온도 상승을 고려하여 이중 쵸퍼로 구성되어 윗 상과 아랫 상의 듀티가 따로 제어된다. 벅-컨버터 부는 DC 900V∼1800V로 변동하는 가선 전압을 입력받아 DC 722V의 안정적인 직류 전압을 출력한다.

Fig. 9. Control block diagram of buck-converter

Fig. 10. Control block diagram of 3-ph. inverter

Fig. 11. Control block diagram of battery charger converter

Fig. 12. Control block diagram of overall resonant auxiliary power supply

변압기 1차 측의 전압을 센싱 받아 DC 722V 전압제어를 수행하며, 전압제어의 안정성을 위해 전류제어를 수행한다. 또한, 이중 쵸퍼 윗 상과 아랫 상의 전압 차이에 의한 전압 불균형을 보상하기 위해 전류 제어기 출력에 전압 차를 고려한 듀티비를 보상하였다.

Fig. 10은 인버터 부 제어 블럭도를 나타낸다. 3상 출력 전압과 전류를 센싱 받아 d-q 변환을 통해 동기좌표계에서 전압제어 및 전류제어를 수행한다. 인버터 부는 안정적인 DC 670V의 전압을 입력받아 선간 3상 AC 380V, 60Hz의 전압을 부하에 공급하도록 제어한다. 역률은 0.85이며 AC 부하용량은 170 kVA로 설계되었다.

Fig. 11은 배터리 충전용 컨버터 부 제어 블록도를 나타낸다. 배터리 차져 부는 인버터부와 입력단 DC 670V를 공유하며 단상 풀-브릿지 컨버터 및 다이오드 정류기로 구성되어 있다. 배터리 충전용 컨버터 부는 변압기 2차 측 전압을 센싱하여 출력 전압 제어를 수행한다. 배터리 충전용 컨버터 출력 전압의 오차는 PI 제어기를 통과하여 출력 전류 지령을 생성하고 내부 전류 제어기를 거쳐 출력 전압을 얻기 위한 단상 풀-브릿지 컨버터의 PWM 듀티를 출력 한다. 배터리 충전용 컨버터 부의 스위칭 주파수는 6kHz이며, 상보 스위칭하여 변압기를 통해 2차 측으로 전압을 전달한다. 배터리 충전을 위한 출력 전압은 DC 100V로 제어되며, 용량은 30kW이다.

Fig. 12는 전체 제어 블록도를 나타낸다. 위에서 설명한 공진형 보조전원장치의 각 제어부를 합한 제어 블록도이다. 가선전압을 입력받아 벅 컨버터부를 DC 722V 강압되며, 공진 컨버터 부를 지나 인버터 입력단 및 배터리 차져 부 입력단 DC 670V를 형성하며 인버터 부는 부하에 선간 AC 380V를 인가하기 위해 전압제어를 한다. 또한 배터리 차져부는 출력으로 DC 100V 전압을 형성하기 위해 전압제어를 수행한다.

5. 공진형 보조전원장치의 공진파괴 검지

철도 차량용 공진형 보조전원장치의 공진 컨버터 부는 공진 리액터와 공진 캐패시터로 구성된 공진 탱크가 존재한다. 공진 컨버터의 공진 주파수는 공진 탱크를 구성하는 소자의 파라미터를 식 (1)에 대입하여 구할 수 있는데, 공진 캐패시터의 소손 혹은 공진 리액터의 소손으로 인해서 공진 주파수가 커지는 문제가 발생할 수 있다.

공진 주파수 이상을 검지하는 것은 두 가지 방법이 있다. 첫 번째 방법은 MCU에서 공진 컨버터의 변압기 1차 측 실제 전류가 ‘0’이 되는 지점(Zero Crossing Point)과 전류의 피크 지점(Peak Current Point)을 센싱받아 공진 주파수를 측정하는 방법이다. 공진 컨버터의 공진 탱크의 소자 값은 식 (2)의 $f_{r}$ 식에서 계산된 공진 주파수와 비교하여 공진 주파수 이상을 검지할 수 있다. 이 방법은 전류를 센싱받는 주기가 공진 주파수보다 매우 커야하므로 MCU가 제어하는 대상이 적은 토폴로지에 적합하다.

두 번째 방법은 MCU에서 공진 컨버터 변압기 2차 측 DC 전류 최대 값과 공진 컨버터 입력 측 전력의 비를 계산하여 공진 주파수 이상을 검지할 수 있다. 이 방법은 공진 주파수가 증가함에 공진 전류의 크기도 증가하고 제어 주기와 센싱 주기가 동일 및 공배수의 관계만 아니면 센싱 주기를 느리게 가져갈 수 있다.

따라서, 철도 차량 시스템의 경우 제어주기 내에 컨버터 및 인버터 제어, 시퀀스 제어, 보호 동작 제어, 고장 기록, 외부 통신 등 여러 연산을 수행해야 하므로 제어주기를 빠르게 가게 되면 연산 시간의 초과로 인한 문제를 발생시킬 수 있기 때문에 두 번째 방법을 적용한 공진 파괴 검지를 제안한다.

Fig. 13. Current graph of the secondary side of the transformer

Fig. 14. Transformer secondary current peak value corresponding to the load capacity

Fig. 13은 부하가 동일하고 공진 주파수가 다른 경우의 변압기 2차 측 전류 그래프를 나타낸다. 부하는 그래프에서 전류 면적이며, 부하가 동일하기 때문에 Fig. 13의 A 면적과 B 면적은 동일해야 한다.

식 (3)은 A 면적에 대한 식이며, 식 (4)는 B 면적에 대한 식을 나타낸다. A 면적과 B 면적이 동일하다면 식 (5)에 의해서 공진 주파수의 증가로 인한 면적의 밑변의 감소율과 전류의 증가율은 반비례한다는 것을 확인할 수 있다.

Fig. 14는 부하 용량에 대한 변압기 2차측 전류 피크값에 대한 그림이다. 식 (6)과 식 (7)은 Fig. 14의 각 그래프의 수식을 나타낸다. Fig. 14에서 A 그래프는 정상동작 시 그래프이며 B 그래프는 공진 주파수가 약 20% 증가했을때에 대한 그래프이다. B의 그래프는 A의 그래프보다 기울기가 증가했으며, 그래프의 기울기는 식 (7)과 같이 표현할 수 있다.

따라서 본 논문에서는 식 (7)의 수식을 통하여 공진파괴 시 증가하는 변압기 2차측의 전류의 정도를 통해 고장을 검지한다. 동일 부하 용량에 대해 정상적인 변압기 2차측 공진 전류 대비 20% 증가된 공진 전류를 센싱했을 때 고장을 검지하며, 20%에 대한 기준은 공진 컨버터를 구성하고 있는 공진 캐패시터의 소자 사양에 의해 선정하였다.

6. 공진형 보조전원장치의 고조파 저감 제어 알고리즘

Fig. 15는 공진형 보조전원장치의 출력단 인버터 제어 알고리즘에 고조파 저감 알고리즘이 추가된 블록 다이어그램이다. 보조전원장치 출력단의 전압은 전압 센서를 통해 감지되며, 이 전압은 전압 제어기와 전류 제어기를 거쳐 인버터 동작을 위한 지령 전압으로 계산된다. 고조파 저감 알고리즘은 철도 차량에서 발생하는 비선형 부하로 인한 고조파 중 가장 비율이 높은 5차와 7차 고조파를 추출하여 저감 한다. 이를 위해 고조파 보상기 에서는 3상 출력 AC 전압을 고조파 주파수인 300Hz와 420Hz로 동기화 하기 위한 d-q 변환을 수행한다. 동기화된 고조파 주파수의 좌표계에서의 3상 출력 전압은 매우 낮은 차단 주파수를 가진 저역 통과 필터를 통과한 후 0으로 수렴하도록 제어되어 지령 전압을 생성한다. 이렇게 생성된 지령 전압은 고조파 보상 성분을 포함하여 정지 좌표계에서 보상 된다. 이러한 고조파 보상 성분은 출력 전압의 THD를 저감하는 데 사용 된다.

철도 차량용 보조전원장치의 경우 출력전압의 THD가 3% 이내를 만족해야 하는 조건이 있다. 따라서, 대부분의 기존 고조파 저감 알고리즘이 계통 전류의 THD를 저감하기 위해 전류 고조파를 추출한 후 제어하는 반면, 제안하는 알고리즘은 전압의 고조파를 추출한 후 정지 좌표계에서 보상하여 전압 THD를 저감한다.

Fig. 15. Control block diagram of inverter with harmonic reduction algorithm

7. 시뮬레이션 결과

Table 2는 철도 차량용 공진형 보조전원장치의 사양을 나타낸다. 시뮬레이션은 Table 2와 같이 실제 차량의 사양과 동일한 환경을 시뮬레이션으로 구성하였으며 Powersim 사의 Psim Tool을 이용 하였다.

Fig. 16은 진형 보조전원장치의 동작 시뮬레이션 결과를 나타낸다. Fig. 16(a)는 정격 부하에서의 동작 결과를 나타내며, (b)는 부하 상황 0% → 50% → 100% → 50% → 0%의 부하급변 시험 결과를 나타낸다. 제안하는 공진형 보조전원장치 시스템의 동작은 시뮬레이션의 결과와 같이 입력 벅 컨버터와 LLC 공진형 컨버터 동작으로 DC 링크 전압을 생성 후 출력 인버터와 배터리 차져 컨버터가 동작으로 AC 380V와 DC 100V의 출력 전압을 생성하는 것을 확인할 수 있다. 또한, 급격한 부하 변동 시에도 정상적인 동작이 가능한 시스템임을 확인할 수 있다.

Fig. 16. Simulation results of resonant auxiliary power supply for railway vehicles

Fig. 17. Simulation results of resonant destruction detection

Fig. 18. Simulation results of harmonic reduction algorithm

Table 3과 Fig. 17은 공진형 보조전원장치의 공진파괴 검지 시뮬레이션 결과를 나타낸다. 공진파괴의 모사 조건은 공진 주파수와 공진 전류의 최댓값을 약 20% 정도 높이는 조건으로 하였으며, 공진 커패시터를 48μF에서 32μF으로 변경하는 Case 1, 공진 인덕턴스를 7.5μH에서 5μH으로 변경하는 Case 2로 선정하였다.

Fig의 17(a), (b), (c)는 각각 50% 부하에서 정상인 경우, 공진파괴 모사 조건 Case 1, Case 2의 공진형 컨버터 변압기 2차 측의 전압 및 전류 파형을 나타낸다. 시뮬레이션 결과에서 확인할 수 있듯이 공진파괴 조건 Case 1의 공진 주파수와 공진 전류 최댓값은 10.272kHz와 265A이다. 공진파괴 조건 Case 2의 공진 주파수와 공진 전류 최댓값은 10.235kHz와 267A이다. 이는 정상 공진 조건의 결과인 8.312kHz와 217A의 비해 주파수는 평균 23.36%, 전류 최댓값의 평균은 22.58% 만큼 증가한 것을 확인할 수 있다. 이 결과로 같은 전력에서는 공진 주파수가 틀어진 만큼 공진 전류의 최댓값이 변하는 것을 시뮬레이션으로 확인하였다. 이 결과를 통해 공진 전류의 최댓값으로 공진파괴 검지를 수행하는 알고리즘의 타당성을 검증하였다.

Fig의 17(d)와 (e)는 공진파괴 알고리즘 동작의 시뮬레이션 결과를 나타낸다. 해당 시뮬레이션은 공진파괴 모사 조건인 Case 1, Case 2에서 진행되었다. 시뮬레이션 결과와 같이 출력전압이 증가하다 출력 정격의 30% 이상인 부분에서 계산된 전력의 공진전류 최댓값 대비 20% 이상의 공진전류 최댓값을 검지하여 보호 동작을 수행하는 것을 확인할 수 있다. 이를 통해 제안하는 공진파괴 검지 알고리즘의 정상 동작 및 신뢰성을 검증하였다.

Fig. 18은 보조전원장치의 전압 고조파 저감 알고리즘의 시뮬레이션 결과이다. Fig. 18(a)는 고조파 저감 알고리즘을 제외한 시뮬레이션 결과이고 Fig. 18(b)는 고조파 저감 알고리즘을 적용한 시뮬레이션 결과이다. 시뮬레이션은 최대 전압 및 전류 조건으로 진행 하였다. 고조파 저감 알고리즘을 적용 하면 Fig. 18(b) 와 같이 5차, 7차 고조파가 ‘0’으로 수렴하는 것을 확인할 수 있다. 시뮬레이션 결과 전압 THD가 4.1%에서 2.4 %로 저감 됨을 확인하였다.

7. 실험 결과

Fig. 19는 고조파 저감 알고리즘이 포함된 공진형 보조전원장치의 동작 실험 결과를 나타낸다. Fig. 19(a)는 정격 부하에서의 동작 결과를 나타낸다. 입력단 벅 컨버터가 동작하여 LLC 공진형 컨버터의 DC-link 전압인 766V를 출력하게 되면 변압기 2차 측의 인버터의 DC-link 전압인 670V가 출력된다. 그 후 출력 인버터와 배터리 차져 컨버터가 동작하여 AC 380V와 DC 100V의 출력 전압을 생성하는 것을 확인할 수 있다.

Fig. 19(b)는 철도 차량용 보조전원장치의 적합성을 검증하기 부하급변 시험 결과로써 부하에 따른 전압 급변 시 0.2초 이내에 정격 전압의 5% 이내로 수렴해야 한다는 검증 항목이 존재한다. 이 항목을 검증하기 위해 부하 상황 0% → 50% → 100% → 50% → 0%의 부하급변 시험을 진행하였다. Fig. 19 (c)와 (d)는 각각 부하급변 50% → 100%, 100% → 50% 시의 순간의 확대 파형을 나타낸다. 그림에서 확인할 수 있듯이 부하급변 시 벅 컨버터, LLC 공진형 컨버터, 인버터, 배터리 차져 컨버터의 출력전압이 부하 급변에 따라 정상적인 범위 내에 동작을 수행하는 것을 확인할 수 있다. 이를 통해 제안하는 공진형 보조전원장치 시스템, 설계 방법 및 제어 알고리즘을 실험을 통해 검증하였다.

Table 4와 Fig. 20은 공진형 보조전원장치의 공진파괴 검지 실험결과를 나타낸다. 공진파괴의 조건은 시뮬레이션 결과를 기반으로 하여 공진 주파수와 공진 전류의 최댓값을 약 20% 정도 높일 수 있도록 공진 커패시터를 48μF에서 32μF으로 변경하여 진행하였다.

Fig. 19. Experimental results of resonant auxiliary power supply for railway vehicles

Fig. 20. Experimental results of resonant destruction detection

Fig. 20(a)와 (b)는 각각 50% 부하에서 정상 공진 조건, 공진파괴 조건의 공진형 컨버터 변압기 2차 측의 전압 및 전류 파형을 나타낸다. Fig. 20(a)의 정상 동작 시험결과의 공진 주파수와 공진전류 최댓값은 각각 8.22kHz와 204A 이다. Fig. 20(b)의 공진파괴 시험결과의 공진 주파수와 공진 전류 최댓값은 9.92kHz와 246A이다. 시험 결과 공진파괴 시 정상 공진 조건 보다 공진 주파수와 공진전류 최댓값은 각각 20.68%, 20.58% 만큼 증가함을 확인할 수 있다. 이 결과로 같은 전력에서는 공진 주파수가 틀어진 만큼 공진 전류의 최댓값이 변하는 것을 확인하였고, 이를 통해 공진 전류의 최댓값으로 공진파괴 검지를 수행하는 알고리즘의 타당성을 검증하였다.

Fig. 20(c)는 공진파괴 알고리즘 동작의 실험결과를 나타낸다. 해당 실험은 Fig. 20(b)의 공진파괴 모사 조건에서 진행되었으며 출력전압이 증가하다가 정격 출력의 30% 이상인 부분에서 고장이 발생하여 보호동작을 수행한다.

Fig. 21. THD of AC output voltage during nonlinear load operation

Fig. 22. Input/output voltage and current values during nonlinear load operation

철도 차량의 공진형 보조전원장치의 경우 보호동작은 크게 경고장과 중고장 2가지로 구분 된다. 경고장의 경우 고장 검지 시점에서 Gate 신호 및 입/출력 컨택터가 Off 되며 보조전원장치를 정지 시킨다. 고장 조건이 해소된 후 3초 후 자동으로 보조전원장치가 재기동 된다. 중고장의 경우 첫 경고장 발생 후 180초간 동일한 경고장이 3번 발생하게 되면 중고장으로 취급되어 보조전원장치는 정지한 상태로 Cut-out 된다.

제안한 공진파괴 검지 알고리즘을 기반으로 계산된 전력 기준 공진 전류 대비 실제 공진전류 최댓값이 20% 이상 큰 전류를 검지하여 경고장 보호동작을 수행하는 것을 확인 할 수 있다. 실험을 통해 제안하는 공진파괴 검지 알고리즘의 동작 및 신뢰성을 검증하였다.

Fig. 21 및 Fig. 22는 실체 차량에서 고조파 영향이 가장큰 비선형 부하가 동작하는 환경인 AC 냉방 부하를 전부하로 가동 시키고 공기압축기를 가동시켰을 때의 출력을 보여준다. 여기서 Fig. 21은 AC 출력 전압의 THD(각각 0.92%, 1.08%, 0.93%)를 보여준다. Fig. 22는 순서대로 AC 출력 전력 및 역률, 가선 전압과 배터리 차저 출력 DC 전압, 가선 입력 전류, 배터리 차저 출력 DC 전류를 보여준다. 이때의 효율은 AC 출력전력(72.6㎾)과 DC 출력전력(99.96V × 10.8A = 1.079㎾)을 더한 값에서 입력 전력(1,556V × 49.5A)을 나눈 값으로 95.6%를 만족한다.

고조파 저감 알고리즘을 통해 3상 출력전압에 5차 및 7차 고조파를 저감 시켜 철도 차량의 기술기준인 출력 3상 전압 왜율이 3% 미만 및 효율 95% 이상으로 만족하는 것을 확인 하였다. 실험을 통해 제안하는 고조파 저감 알고리즘의 동작 및 신뢰성을 검증 하였다.

8. 결 론

본 논문에서는 철도 차량용 공진형 보조전원장치의 공진파괴를 검지하는 방법과 고조파 저감 제어 알고리즘을 제안한다. 제안하는 철도 차량용 공진형 보조전원장치는 LLC 공진형 컨버터를 사용하여 시스템의 전력 밀도를 향상 시킨다. 공진형 보조전원장치의 전력 용량은 교류 170kVA 및 직류 30kW 이다. 공진형 보조전원장치의 LLC 공진형 컨버터는 고정 주파수 제어를 수행 하며 전압 이득 값을 1에 가깝게 설계하여 전체 부하 영역에서 주파수 변동에 강인하게 설계하였다.

공진 파괴 여부는 부하 용량에 따라 입력 전력과 비교하여 계산된 공진 전류의 최대 값으로 감지할 수 있다. 공진 파괴를 모사하기 위해 공진 캐패시터 값을 변경하여 공진 파괴 검지 실험을 진행 하였다. 제안하는 공진 파괴 검지 알고리즘을 기반으로 계산된 전력 기준 공진 전류 대비 실제 공진 전류 최댓값이 20% 이상 클 때 공진 파괴를 검지하여 보호 동작이 수행되는 것을 확인하였다. 철도 차량에서 사용되는 비선형 부하로 인해 발생하는 고조파를 저감하기 위해 부하단에 존재하는 5차 고조파와 7차 고조파를 저감하여 THD가 3% 미만으로 제어되는 것을 확인하였다. 시뮬레이션 및 실험을 통해 공진 파괴 검지 알고리즘과 고조파 저감 알고리즘의 타당성을 검증하였다.