1. 서 론

다양한 주파수를 이용하여 구현되는 현대의 이동 통신 시스템은 여러 종류의 서비스를 제공하면서 오늘날까지 꾸준한 성장을 하고 있다. 이동 통신 시스템 사용 시 채널간 간섭과 잡음으로 데이터 속도 저하 등의 문제가 발생한다.

이때 이러한 문제의 해결과 더불어 특정 기지국 내 소모전력을 줄이기 위해 전력증폭기의 소모 전력 역시 낮춰야 하며 기존 사용 중인 주파수 범위의 확장된 대역에서도 사용할 수 있도록 기지국 송신기는 다중 대역에서 동작할 수 있는 광대역 특성이 요구된다. 이를 위해 LTE/W-CDMA 시스템의 고효율 전력증폭기 설계를 위한 Doherty 구조와 선형화 기술을 활용한 연구가 이루어지고 있으며, 이를 통해 높은 전력 효율과 우수한 신호 품질을 달성할 수 있다. 또한, 신호의 왜곡을 줄이기 위해 전력증폭기의 선형화가 요구되는데 이를 위해 광대역 고성능 디지털 전치 왜곡 증폭기를 적용하여 좀 더 정확하고 효율적인 보정을 위한 연구가 활발하게 진행되고 있다^{[1, 2]}.

원격 무선 장비(remote radio head : 이하 RRH)는 오늘날 분산형 기지국의 가장 중요한 구성 요소의 하나로 이동통신 기지국의 데이터 수신 장치이다. RRH에서는 기존의 무선 기지국에서 무선 전송 장비를 기지국의 탑에 설치하는 대신, 안테나와 무선 신호처리 부분을 분리하여 안테나를 기지국 탑 근처에 위치시키고, 무선 신호처리 부분을 더 가까운 곳에 설치하는 방식으로 무선 신호를 짧은 케이블을 사용하여 전송함으로 신호 손실을 줄이고 전송 효율이 향상된다. RRH는 주로 LTE(long-term evolution)와 같은 네트워크에서 사용되며 RRH 아키텍처는 중앙 처리 장비인 베이스밴드 유닛(baseband unit)과 분리된 안테나 간에 디지털 데이터를 전송하기 위한 공용 무선 인터페이스(common public radio interface : 이하 CPRI) 또는 향상된 공용 무선 인터페이스(enhanced CPRI)를 사용한다^[3-5]. 원격 무선 RRH에서 CPRI를 사용하는 이유는 안테나와의 거리에 따른 신호 감쇄 문제를 완화할 수 있기 때문이다. CPRI는 광섬유 케이블, 광모듈, CPRI 변환 장치, CPRI 인터페이스 유닛으로 구성이 되며 CPRI 인터페이스 유닛에 디지털 전치왜곡기를 사용하여 전력증폭기의 비선형 특성을 개선하며^[6], 전력증폭기의 효율과 광대역 특성을 개선하기 위해 GaN HEMT(gallium nitride high electron mobility transistor)를 이용한 전력증폭기를 사용하기도 한다. 여기에 전력증폭기의 고출력 광대역 시스템의 고조파(harmonics) 제거를 통한 다른 주파수와의 간섭을 최소화하여 선형성을 개선하기 위해 전력증폭기용 스위치 필터(switched filter bank)를 적용하고 전력 효율 개선을 위해서는 GaN HEMT를 적용하는 연구도 진행중이다^[7-9]. 광대역 통신시스템에서 전력증폭기의 출력에서 불필요한 고조파를 제거하고 다른 시스템에 간섭을 최소화하기 위해 다중 채널 스위치 필터를 이용하는 연구가 꾸준히 되어오고 있으나 대부분이 협대역이거나 저출력인 경우가 많다. 따라서 광대역 고출력의 전력증폭기 특성을 만족하는 다중 채널 스스위치 필터에 관한 연구가 매우 필요하다.

2. 전력증폭기의 고조파 이해

많은 양의 정보를 보내기 위해 다차원 변조 방식이나 다중 반송파 전송 방식 등으로 무선 신호를 RF 전력증폭기를 통해 전송할 때 증폭기가 가지고 있는 비선형적인 출력 특성으로 인해 신호의 왜곡이 발생한다. 일반적으로, RF 전력증폭기의 신호 왜곡은 구성 소자들의 비선형성과 신호를 제한하는 특성을 보이는 포화영역에 의해 발생된다.

Fig. 1에서는 1차 주 신호가 RF 시스템에 입력되었을 때 RF 전력증폭기의 비선형 특성으로 인하여 출력에 1차 주파수에 해당하는 출력뿐만 아니라 2차, 3차, 및 n차의 고조파 발생으로 원치 않는 출력 스펙트럼이 관찰되며 이는 출력을 왜곡한다.

Fig. 2는 RF 신호 입력 시 발생하는 1차 주파수 신호와 2차, 3차 고조파 발생 현상과 각 주파수 성분에 대한 전력 특성을 예시적으로 보여준다. Fig. 2의 (a)와 (b)는 각각, 하나의 주파수 성분으로 구성된 1-tone 신호가 입력되는 경우와 2개의 서로 다른 주파수로 구성된 2-tone 신호가 입력되는 경우를 나타낸다. RF 신호 입력 시 RF 전력증폭기는 비선형 출력 특성을 보이게 되는데 이는 입력을 신호 처리하는 과정에서 서로 다른 주파수 성분들의 합과 차로 조합된 출력주파수 성분이 발생하는 혼변조 왜곡(inter modulation distortion) 때문이다. 결국, 이러한 비선형 특성은 해당 전자 소자의 비선형 출력 특성에 기인한다.

Fig. 1. Nonlinear characteristics of RF systems

Fig. 2. Power characteristics of higher-order harmonics for (a) 1-tone and (b) 2-tone RF input signal

3. 스위치와 필터 모듈의 설계

신호 전송 과정에서 장비의 비선형 특성으로 인해 발생한 고조파 신호들을 제거하여 안테나로 방사하는 것은 매우 중요하다. 광대역 무선 통신시스템의 송신부에 있는 광대역 고출력 증폭기는 송신 시 고조파 신호를 제거하여 안테나로 전송하며 이때 출력 안정화를 위해 RF 스위치 필터 모듈을 사용한다. 아래의 Fig. 3에서 전체 시스템에서의 고출력 광대역 전력증폭기 용 RF 스위치 필터 모듈의 구조를 제시하였다. 전력증폭기 용 RF 스위치 필터 모듈의 구성은 필터, 스위치, 그리고 이 두 구성 요소를 상태에 맞게 연결 해주는 마이크로 컨트롤러 유닛(micro controller unit : 이후 MCU)으로 이루어진다. 일반적으로 전력증폭기 용 RF 스위치 필터 모듈은 3가지 구성 요소 중, Fig. 2에서 나타낸 것처럼, 필터와 스위치를 통합한 모듈 형태로 입력 스위치, 스위치의 각 채널에 해당하는 필터, 출력 스위치로 구성된다. 즉, 내부구조가 주파수별 채널로 구분되어 임의의 주파수를 선택적으로 활성화하거나 비활성화하여 원하는 주파수 대역 외의 고조파 신호를 최적으로 제거하여 원하는 신호를 추출할 수 있다. 여기에 MCU를 추가해서 스위치를 제어하여 필터의 상태를 변경하고 사용자가 원하는 주파수 대역을 선택할 수 있다.

Fig. 3. Schematic diagram of RF switched filter module for power amplifier

아래의 Fig. 4는 전력증폭기 용 RF 스위치 필터 모듈의 동작 흐름도를 보여준다. 고출력 증폭기를 통과한 증폭된 출력 신호가 스위치 입력으로 가해지며 이때 사용자가 원하는 주파수 대역을 MCU의 제어로 선택하고 MCU를 통해 스위치를 제어하여 선택한 필터들을 활성화한다. 이때, 선택된 필터를 통과한 입력 신호는 기본 주파수 신호 이외의 불필요한 고조파 성분을 제거하여 출력하고 최종적으로 이를 안테나로 보낸다.

Fig. 4. Operation-flow of RF switched filter module for power amplifier

광대역(ultra high frequency & very high frequency : 이하 UVHF) 전력증폭기 용 RF 스위치 필터 설계를 위해서는 필터로 입력되는 UVHF 전력증폭기의 출력 신호와 이때의 고조파 레벨을 알아야 한다. UVHF 전력증폭기의 출력 신호가 필터로 입력될 때, 입력 신호는 2차, 3차 등 고조파 레벨이 주 신호보다 15dB 낮게 들어오게 된다. 이 신호가 고조파 제거 필터를 통과하면 크기가 최소화되어 시스템에 영향을 미치지 않을 정도로 설계되어야 한다. 일반적으로 주 신호에 비해 고조파 신호 레벨이 최소 50∼60dB 이하이면 원래 시스템에 거의 영향을 미치지 않는 것으로 판정한다. 이를 위하여, 본 연구에서는 높은 Q 인자(quality factor) 값을 가진 소자를 선정하고 동일한 필터 차수 조건에서 더 높은 고조파 주파수의 감쇠량을 얻는 엘립틱(elliptic) 방식의 채널별 필터를 설계하여 고조파 전력을 현저하게 낮출 수 있었으며 필터를 통과한 후 고조파 신호 레벨이 -70dB 이하로 측정되었다. 이는 제안한 고조파 제거 필터의 사용으로 고조파가 상당히 잘 제거된 것을 의미한다. 이때, 사용주파수 범위는 UVHF 대역 주파수 30∼512MHz의 광대역 주파수이고 2차 고조파가 포함되지 않도록 차단주파수가 서로 다른 필터로 구성된다. 또한, 각각의 필터는 차단주파수 이상으로 높은 고조파 주파수 성분만을 차단하기 때문에 각 채널 부분에 대하여 저역 통과필터(low pass filter : 이후 LPF)를 이용하여 제작하였다.

Table 1에서 이번 연구에서 제안한 스위치 필터 모듈의 채널별 통과 주파수 대역을 나타냈고 사용한 채널 수에 상응하는 8개의 LPF로 구성하였다. 이때 광대역 주파수 대역인 30∼512MHz 범위에서 2차 고조파 성분이 포함되지 않도록 채널별 차단주파수가 서로 중복되지 않도록 하고 채널별 주파수 대역 경계에 있는 차단주파수의 2차, 3차 고조파 주파수 대역을 최대한 억압하도록 필터를 설계하였다.

Table 2는 스위치 필터 모듈 설계 시 요구 규격이다.

Fig. 5에서는 채널 1∼채널 8에 대한 LPF 회로도를 제시하였다. 여기에서 채널별 주파수 대역과 억압해야 할 주파수 대역이 상이하여 시정수 값은 다르나 채널별 회로 설계는 같다.

Fig. 5. Circuit diagram of LPF filter for channel 1 through 8

Fig. 5에서 부분이 디커플링 회로(decoupling circuit) 부분으로 필터의 주요 신호 경로와 병렬로 연결되며 고주파 잡음을 제거하거나 그라운드 쪽으로 신호의 일부를 우회시킴으로써 필터 성능을 높이는 역할을 한다. 신호처리에는 직접적으로 관여하지 않고 기생 리액턴스 성분을 최소화하고 고주파 성분을 그라운드 쪽으로 바이패스하여 회로 동작을 더 안정적이고 잡음에 강하게 만드는 보조 역할을 한다. 그리고 부분이 LPF에 해당하며 전달함수 수식(=VOUT/VIN)은 아래와 같으며 여기에서 $S=j\omega =j2\pi f$ 이다.

위의 수식에서 테브넹 회로 기법을 4차례 반복하여 각각 단계별로 테브넹 등가회로를 구하였고 각 단계별 테브넹 임피던스 ZTH 수식은 아래와 같고 4단계 모두 1/S 차수의 기본 형태를 갖추고 있음을 알 수 있다.

전달함수를 살펴보면 저주파수에서는 1에 수렴하고 높은 주파수로 갈수록 0으로 수렴하여 출력 신호가 잡히지 않는 LPF 특성을 확인할 수 있다. 위의 전달함수의 수식을 정리하면 1/(1+S⁴) 차수의 기본 형태를 갖는 매우 날카로운 LPF 가 구현됨을 확인할 수 있다. 위의 저역 통과 필터의 인덕턴스 및 커패시턴스 값의 계산은 필터 설계 사양을 기반으로 하였다. 즉, 정규화 주파수, 임피던스 정규화 그리고 필터 계수를 활용하여 L, C값을 구했다. Table 3은 튜닝과 최적화의 방법으로 설계 환경에 맞도록 실제 적용한 필터의 인덕턴스 및 커패시턴스 값을 정리하였다. 여기에서는 예시로 1번 채널에 대해서만 제시하였다. 또한 L과 C의 값이 비워져 있는 부분이 있는데 이는 최적화를 위하여 사용하는 채널이 있는 반면에 사용하지 않는 채널도 있기 때문이다.

Fig. 6은 pin diode로 제작된 RF 스위치의 입력 부분과 출력 부분의 회로도이다. 여기에서 pin diode는 빠른 응답속도, 작은 삽입손실과 저잡음 등의 특징으로 광통신 및 고주파 전자공학 분야에서 사용되고 있다.

Fig. 6. Circuit diagram for (a) input switch and (b) output switch

Fig. 6(a)의 회로에서 중앙에 pin diode의 배열된 부분이 스위치 RF 입력 부분이고 Fig. 6(b)는 출력 부분 스위치와 스위치 제어 부분을 나타내고 있다. Fig. 6(a)와 (b)의 회로에서 볼 수 있듯이 높은 격리도 및 손실을 줄이기 위해 pin diode를 직렬 2단과 병렬 1단으로 배열하여 사용한다. 회로에서 pin diode에 전압이 가해지면 intrinsic 영역의 전도성이 변화를 이용하여 diode가 양방향으로 전류를 통과하면서 전압 제어가 가능하다. 저주파일 때는 일반 diode와 같이 동작을 하나 고주파수에서는 저항처럼 동작한다. 이런 특성을 이용하면 빠른 응답속도와 낮은 삽입 손실의 RF 스위치, RF 감쇠기, phase shifter를 만들 수 있다. Fig. 6의 (a), (b)에서 스위치 제어부분을 보면 CH_CNT가 5V일 때 Q2가 꺼지고 Q1도 꺼진 상태가 되고 CH의 출력이 비활성화되며 CH_CNT가 0V일 때 Q2가 켜지면서 Q1도 켜지게 되어 CH의 출력이 활성화된다. 이러한 동작 원리로 8개의 채널에 각각 적용한다. 즉, RF 스위치로 동작하는데 전압이 인가되지 않으면 스위치가 off 되고 전압이 인가되면 스위치 on 된다. 아래의 Fig. 7 (a), (b)에서는 실제 LPF와 입/출력 스위치의 외관을 제시하였다.

Fig. 7. Manufactured test setup for (a) LPF and (b) input/output switch

실제 제작된 LPF와 스위치를 연동하여 채널별 대역 외 억압도 값을 측정하였고 Fig. 8에서는 대표적으로 채널 1에서의 대역 외 억압도 그래프를 제시하였다. 채널별 상세한 억압도 값은 Table 4에 제시되었다.

Table 2에서 제시한 대역 외 억압도 요구 규격이 전 채널 기준으로 -50dBc 이하인데 Fig. 8과 Table 4에서 나타낸 필터와 스위치를 제작하여 연동한 측정 데이터는 전 채널에서 –60dBc에서 –80dBc 정도로 요구 규격에 비해 적게는 10dBc에서 많게는 30dBc 우수한 값이 나오는 것을 확인할 수 있다. 삽입 손실(insertion loss)의 경우 Table 2에서 제시된 요구 규격이 1.8∼2dB인데 비해 Fig. 8의 측정 그래프와 Table 4에서 보면 1.11∼1.58dB로 요구 규격보다 전 채널에서 대략 0.4∼0.7dB 우수하다. 여기서 주파수나 필터 제작 특성상 조금 높은 주파수 대역에서는 손실 값이 클 수 있다. 그리고 평탄도 규격도 요구 규격이 0.8∼1dB인데 실측값은 0.31∼0.58dB로 대략 0.5dB 우수한 성능을 보여준다.

Fig. 8. The graphs of out-of-band suppression for channel 1

4. 전력증폭기와 연동 시험

실제 UVHF 대역 전력증폭기와 스위치 필터 모듈을 연동하여 시험을 진행하였다. 이때 고조파 규격이 얼마나 발생하는지와 요구 규격보다 우수한지를 시험 비교하였다. 실제 제작한 스위치 모듈은 아래의 Fig. 9(a)에서 제시하였고 전력증폭기와 스위치 필터 모듈이 연동된 테스트 장비는 Fig. 9(b)에 제시하였다.

Fig. 9. The test setup of (a) switched filter module and (b) switched filter module linked with power amplifier

여기에서 네트워크 분석기, 40dB 감쇄기, 함수발생기, 스펙트럼 분석기, 파워 미터, 파워 센서, 2-방향 분배기, 그리고, 전원을 연결하고 규격을 측정하였다.

UVHF대역 전력증폭기와 스위치 필터 모듈을 연결한 상태에서 채널별 RF 고조파를 측정한 스펙트럼 분석 데이터를 얻었으며 아래 Fig. 10에서는 대표적으로 채널 1의 스펙트럼 분석 데이터를 제시하였고 모든 채널에 대해서는 Table 5에서 정리 분석하였다. Table 5에서 제시되었듯이 2차 고조파는 대략 –71∼-77dB, 3차 고조파는 대략 –74∼-77dB 범위로 측정되어 Table 4에 제시된 고조파 제거 규격 –50dB∼-60dB 이하를 모든 채널에서 충분히 만족하고 있음을 보여준다.

Fig. 10. The spectrum analysis of harmonics for channel 1

시스템의 고조파 제거 규격과 우리가 제안한 모듈의 측정 규격을 비교한 그래프를 Fig. 11에 나타냈다. 여기에서는 향상된 수치를 쉽게 볼 수 있게 데이터 값에 (-)부호를 추가하여 표시하였다. 분홍색 그래프는 시스템에서 필요한 고조파 제거 규격 –50∼–60dB 이하 범위에서 -60dB를 기준 목표로 설정한 상태를 나타낸 것이고, 파란색 그래프와 초록색 그래프는 각각 실제 측정한 2차 고조파 제거 측정값과 3차 고조파 제거 측정값이다. 그래프에서 확인할 수 있듯이 우리가 제안한 모듈을 사용했을 경우 필요한 고조파 제거 규격 레벨보다 11∼17dB 이상 더 제거되는 우수한 고조파 제거 성능을 보인다.

Fig. 11. The graph of measured harmonics compared to the required specifications

또한, 우리가 제안한 필터 성능을 검증하기 위해 대표적 평가지표 항목인 평탄도와 대역외 억압도에 대한 시험 결과를 추가하였다. 예로 채널1에 대한 대역외 억압도 그래프를 Fig. 11에 제시하였다. 각 채널별 상세한 평탄도와 대역외 억압도 데이터는 Table 6에 제시하였다. 두 항목 모두 규격을 만족하는 특성을 보이며 대역외 억압도의 경우 전 채널에서 최소 -10dBc 이상 여유 있게 만족하는 것을 볼 수 있다.

Fig. 11. Measurement graph of out-of-band suppression for channel 1

5. 결 론

본 연구에서는 광대역 통신 시스템에서 흔히 발생하는 인접 대역의 간섭현상을 최소화하기 위해 광대역 고출력 다중 스위치 필터 모듈을 이용하여 RF 고조파 신호를 획기적으로 크게 제거할 수 있음을 보였다. 전체 설계는 광대역 RF 스위치 설계와 RF 고조파 신호 제거용 RF 채널 필터 설계로 구성하였고 광대역 조건을 위해 적합한 UVHF대 규격으로 설계하였으며 최종적으로 UVHF대 전력증폭기와 연동하여 성능을 테스트하고 검증하였다. UVHF대 주파수인 30∼512MHz의 광대역에서 고조파 제거를 위해 8개 채널 필터를 각각 설계하였다. 성능 실험 결과, 대역 외 억압량은 채널별 시스템에서 필요한 대역 외 억압도 규격(-50∼-60dBc)보다 우수한 –60dBc∼-80dBc 범위를 보였고, 삽입 손실은 최소 0.5dB 이하를 보였다. 스위치와 연동하여 설계 목표가 만족하는지 확인하였고 전력증폭기와 연동을 통하여 50W의 UVHF대 전력증폭기의 출력 신호가 고조파가 제거된 상태에서 안테나로 출력될 때 전력증폭기에서 측정된 채널별 2차 고조파는 –71∼-77dB, 3차 고조파는 –74∼-77dB 범위로 출력되었고 전 채널별로 –71∼-77dB이하 값으로 –50∼-60dB이하 범위에서 최대 기준 목표 규격 -60dB보다 대략 11∼17dB 향상되었다.