2.1 플라이백 컨버터 측 동작원리

플라이백 컨버터를 태양광 인버터에 사용할 경우 BCM (Boundary Conduction Mode) 동작 모드와 DCM(Discontinuous Conduction Mode) 동작 모드를 사용하여 플라이백 컨버터 측을 제어한다^[17]. 이때 각 동작 모드별 주요 파형을 Fig. 4와 5에 나타내었다.

Fig. 4. Operating waveforms of the flyback converter in BCM

Fig. 5. Operating waveforms of the flyback converter in DCM

Fig. 6. Equivalent circuits of the flyback converter side according to operating modes: (a) M1, (b) M2

플라이백 컨버터 측의 동작은 스위치 상태에 따라 M1, M2, M3 구간으로 구분할 수 있으며, 각 구간의 등가회로는 Fig. 6에 나타내었다^[15].

M1 ($t_{0} \sim t_{1}$) : 스위치 $S_{1}$이 도통 되어 시작되며 이때의 등가회로 및 전류 흐름도는 Fig. 6(a)와 같다. PV 입력전압이 변압기 자화 인덕턴스에 인가되어 자화 인덕턴스가 충전되고, 자화전류는 선형적으로 증가한다. 2차 측 다이오드는 역바이어스 되어 계통 측으로 에너지가 전달되지 않으며, 입력 에너지는 변압기의 자화 인덕턴스에 저장된다. 이 구간에서 자화전류의 피크값은 식(1)과 같이 나타낼 수 있다.

여기서 $v_{PV}$는 PV 입력전압, $L_m$은 자화 인덕턴스, $T_{on}$은 스위치 $S_{1}$스위치의 도통 시간이다.

M2 ($t_{1} \sim t_{2}$) : 1차 측 스위치 $S_{1}$이 차단되는 구간으로, 이때의 등가회로 및 전류 흐름도는 Fig. 6(b)와 같다. M2 구간은 1차 측 스위치가 차단된 후 시작된다. 이때 변압기 2차 측 전압의 극성이 반전되어 2차 측 다이오드가 도통되고, M1 구간에서 자화 인덕턴스에 저장된 에너지가 2차 측으로 전달된다. M2 구간에서 자화전류는 출력전압에 의해 감소하며, M2 구간의 길이는 식(2)와 같이 나타낼 수 있다.

여기서 $n$은 변압기 권선 비이며 $v_g$는 출력 전압의 크기이다.

BCM 운전에서는 자화 전류가 0이 되는 시점에서 다음 스위칭 주기가 시작된다.

M3 ($t_{2} \sim t_{2}'$) : 자화전류가 0에 도달한 이후 다음 스위칭 주기가 시작되기 전까지의 전류 불연속 구간이다. 이 구간은 DCM 운전에서만 형성되며, 변압기에 저장된 에너지가 모두 2차 측으로 전달된 상태이므로 부하로의 에너지 전달이 이루어지지 않는다.

2.2 언폴딩 인버터 측 동작원리

언폴딩 인버터는 Fig. 3과 같이 계통전압의 극성에 따라 전류 경로를 전환하여 플라이백 컨버터의 출력전류를 교류 전류로 변환한다. 계통전압의 양의 반주기에서는 $S_{HP}$와 $S_{LP}$가 도통되어 플라이백 컨버터의 출력전류가 양의 방향으로 계통에 전달된다. 반대로 계통전압의 음의 반주기에서는 $S_{HN}$와 $S_{LN}$가 도통되며, 전류 경로가 반전되어 출력전류가 음의 방향으로 계통에 전달된다. 이때 언폴딩 인버터는 고주파 스위칭을 수행하지 않고 계통 주파수에 따라 도통 경로만 전환한다. 따라서 플라이백 컨버터에서 생성된 계통전압 절댓값 형태의 출력전류는 언폴딩 인버터를 통해 계통전압과 동일한 극성을 갖는 교류 전류로 변환된다.

3.1. 도통 손실 저감 기법

플라이백 컨버터는 구조가 간단하고 절연 및 승압이 용이하지만, 에너지를 저장한 후 전달하는 동작 특성으로 인해 1차측 전류의 피크값이 크게 나타난다. 이로 인해 스위치와 변압기 권선의 전류 스트레스가 증가하며, 도통손실이 커질 수 있다. 이를 저감하기 위해 본 논문에서는 Fig. 7과 같이 플라이백 컨버터 측을 2상 인터리브드 구조로 구성하였다. 2상 인터리브드 구조에서는 입력전류가 두 상으로 분산되므로, 각 스위치와 변압기 권선에 흐르는 전류 부담을 완화할 수 있다. 또한 상대적으로 전류 피크값이 작은 BCM 운전을 적용하여 플라이백 컨버터 측의 도통손실을 저감하였다^[18].

Fig. 7. Circuit diagram of interleaved flyback converter-based unfolding inverter

3.2. 스위칭 손실 저감 기법

전 구간에서 플라이백 컨버터 측을 BCM으로 구동할 경우, 매 스위칭 주기마다 스위칭 주파수가 가변된다.

이때 스위칭 주파수는 식(3)과 같이 나타낼 수 있으며 그 크기는 1차 측 전류 피크값에 반비례한다.

따라서 BCM 운전에서는 저출력 구간에서 1차측 전류 피크값이 감소함에 따라 스위칭 주파수가 증가하여 스위칭 손실이 증가한다.

반면에, DCM 운전의 경우 출력 전력에 관계없이 고정된 스위칭 주파수로 동작한다. 이에 따라 본 논문에서는 최대 스위칭 주파수를 설정하고, 이를 초과하는 구간에서 DCM 운전으로 전환하여 저전류 구간의 스위칭 손실을 저감한다.

3.3. 저전력 구간 고효율 제어 방법

저전력 구간에서 고효율 구동을 위해 PV 출력 전압에 따라 인버터의 동작 모드를 전환하여 제어하는 알고리즘을 적용하였다. 제안하는 알고리즘을 Fig. 8에 나타내었다. 제안하는 알고리즘은 계통 한 주기마다 PV 전압을 관측하고, 전압 조건에 따라 동작모드를 결정한다.

인버터의 동작모드는 충전 모드, 버스트 모드, MPPT 모드로 구성된다.

PV 전압이 최소 동작 전압 ($V_{start}$)보다 낮은 경우에는 충전 모드로 동작한다. 이 구간에서는 인버터의 스위칭 동작을 정지하고, PV 입력 커패시터가 충전되도록 한다.

PV 전압이 ($V_{start}$) 이상으로 상승하면 버스트 모드 또는 MPPT 모드로 전환된다. 이때 PV 전압이 MPPT 동작 전압 ($V_{mppt}$)보다 낮은 경우에는 버스트 모드로 동작한다. 버스트 모드에서는 PV 전압이 상한 전압 ($V_{burst\_H}$) 이상으로 상승하면 인버터를 ON 상태로 전환하고, 하한 전압 ($V_{burst\_L}$)보다 낮아지면 인버터를 OFF 상태로 전환한다. 이를 통해 저전력 조건에서 PV 전압의 충전과 방전을 반복하며 평균 출력전력을 제어한다.

Fig. 8. Low-power control algorithm

버스트 모드의 ON 구간 비율과 평균 출력전력은 각각 식(4), 식(5)와 같이 나타낼 수 있다.

여기서 $T_{burst\,on}$은 인버터 동작 시간, $T_{burst\,off}$는 인버터 정지 시간, $P_{burst\,on}$은 ON 구간 운전 전력이다.

반면, PV 전압이 ($V_{mppt}$) 이상으로 상승하면 MPPT 모드로 전환된다. MPPT 모드에서는 인버터가 연속적으로 동작하며, PV 모듈의 최대 전력점을 추종한다.

3.4. 저전력 구간 역률을 고려한 필터 설계

계통 측에 필터의 경우 계통의 기본파의 성분을 통과시키며 스위칭주파수로 인한 리플을 감쇠하기 위해 필터의 차단 주파수를 아래와 같은 범위로 설계해야 한다^[2].

이때 $f_g$는 계통의 주파수이며, $f_c$는 필터의 차단주파수이다.

또한 필터 커패시터는 계통 주파수에서 무효전력을 발생시키며, 출력전력이 낮을수록 역률이 감소한다.

필터 커패시터에서 발생하는 무효전력은 식(8)과 같이 나타낼 수 있으며, 출력 유효전력과 필터 커패시터의 무효전력을 고려한 역률은 식(9)와 같이 나타낼 수 있다.

여기서 $\omega$는 계통 각 주파수, $C_f$는 필터 커패시턴스, $V_g$는 계통전압의 실효값이며 $P$는 인버터의 출력 전력이다.

식(8), (9)을 활용하여 식(10)과 같이 필터 커패시터값을 역률과 전력에 관한 식으로 정리할 수 있다.

그리고 식(7)과 식(10)을 사용하여 필터 인덕턴스에 관한 식을 식(11)과 같이 정의하여 필터 인덕턴스를 선정할 수 있다.

본 논문에서는 버스트모드 ON 주기에서 역률 0.99를 만족하도록 $C_f$를 선정하였으며 필터 차단주파수에 맞춰 $L_f$를 선정하였다.