1. 서 론

수 GHz의 마이크로파를 발생시키는 2극 진공관 전자부품들 중 하나인 마그네트론은 전자레인지, 조명 기기, 입자 가속기 또는 레이더 등과 같이 가전 기기, 산업, 의료, 국방 등 다양한 응용분야에 적용되며, 마이크로파의 발생을 위해 마그네트론 내부의 열음극의 가열을 통해 방출된 열전자에 수십-kV의 전압을 인가하여 RF 전기장을 생성하는 과정을 거친다. 이 때 필요한 전원을 공급하기 위해 열음극 전원 장치와 고전압 펄스 전원 장치가 이용된다. 구조 상 열음극은 고전압 펄스 전원 장치의 출력 단에 위치하기 때문에 열음극 전원 장치는 수십-kV의 고전압 펄스 출력에 대한 절연 성능을 필요로 한다^(1-4).

본 논문에서는 열음극 전원 장치의 고전압 절연을 위해서 1차측과 2차측 사이에 변압기가 있는 구조를 채택하였다. 하지만 1, 2차측 사이에 변압기가 있는 토폴로지를 사용하는 경우, 변압기로 인한 크기 및 무게의 증가로 인해 소형, 경량화 및 전력 밀도 향상에 대한 어려움이 있다. 이 때 컨버터의 동작 주파수를 증가시키면 변압기의 크기 및 무게를 비교적 줄일 수 있다. 하지만 동작 주파수를 증가시킬수록 컨버터의 스위칭 손실이 증가하기 때문에 이는 trade-off 관계에 있다. 또한 필라멘트를 가열하기 위해 도통되는 전류에 의한 도통 손실도 주요 고려 사항이다^(5-6).

따라서 본 논문에서는 1차측과 2차측 사이에 변압기가 있는 토폴로지 중 개선된 LCC 공진형 컨버터를 채택하여 스위칭 손실과 도전 손실을 저감하였다. 개선된 LCC 공진형 컨버터는 각 스위치의 턴-온 시에 역병렬 다이오드로 전류가 흐르도록 설계되어 Zero voltage switching(ZVS) 조건을 만족하며, 스너버 커패시터를 이용하여 턴-오프 손실을 저감한다. 또한 특수한 설계로 Crest factor 및 전류 RMS 값을 줄임으로써 도전 손실을 줄였으며, 스너버 커패시터의 방전을 위한 에너지를 확보하여 더 큰 커패시턴스 값을 갖는 스너버 커패시터가 사용이 가능하다는 장점이 있다^(7-12).

한편 열음극은 초기에는 매우 낮은 임피던스를 갖지만 온도가 올라갈수록 저항이 커지는 특성을 가지고 있다. 따라서 초기에는 비교적 큰 전류가 흐르고, 온도가 올라갈수록 임피던스가 커져서 비교적 큰 전압이 걸리게 된다. 따라서 이러한 부하 특성에서도 열음극 전원 장치가 요구되는 출력 범위 내에서 동작하도록 정전압, 정전류(Constant current constant voltage, CCCV) 제어가 적용되었다^(13-14).

또한 마그네트론의 요구 사항 중 하나인 열음극 전원 장치의 시동 시 피크 전류(Starting peak current) 제한을 만족시키기 위해 컨트롤러에 간단한 회로를 구성하여 시동 시에 전류가 급증하지 않고 천천히 목표 전류 값에 도달하도록 설계하였다.

본 논문에서는 PSPICE 시뮬레이션을 통하여서 설계된 컨버터의 출력 및 주요 파형들을 검증하였으며, 최대 15V, 15A 출력이 가능한 개선된 LCC 공진형 컨버터 기반의 열음극 전원 장치와 LCC 공진형 컨버터 제어용 집적회로(Intergrated Circuit,IC)를 중심으로 주변 회로를 구성한 컨트롤러를 제작하였다. 제작된 열음극 전원 장치를 저항 부하 조건에서의 실험하여 최대 출력을 검증하였으며, 마그네트론의 열음극 부하 조건을 모의하기 위해서 12V, 100W 정격의 차량용 필라멘트 램프를 병렬 연결한 모의 부하를 구성하고, 모의 부하 실험 결과를 통하여 10V, 10A CCCV 제어 및 시동 시 피크전류 제어를 검증하였다.

2. 개선된 LCC 공진형 컨버터 토폴로지의 분석

LCC 공진형 컨버터는 Fig 1와 같이 직렬 공진 인덕터($L_{s}$)와 직렬 공진 커패시터($C_{s}$)가 연결된 직렬 공진형 컨버터에 병렬 공진 커패시터($C_{p}$)를 추가한 형태이다. 본 논문에서 분석을 위하여 이용한 토폴로지는 1차측에 스위치 4개($S1\sim S4$)로 이루어진 풀브릿지 구조와 2차측에 4개의 다이오드로 이루어진 정류부 구조를 사용하였지만, 필요에 따라 다른 구조로도 구성이 가능하다. 구성 본 논문에서 이용한 개선된 LCC 공진형 컨버터는 직렬 공진 커패시턴스는 매우 크게, 병렬 공진 커패시턴스는 매우 작게 설계한 것을 특징으로 하며, 직렬 공진 인덕턴스는 변압기의 기생 인덕턴스를 이용한다. 이 때의 각 모드별(M1～6) 파형은 그림 2와 같으며, 위부터 차례로 풀브릿지 구조의 출력 전압($V_{FB}$), 공진 전류($i_{Ls}$), 2차측 병렬 공진 커패시터 전압($V_{Cp}$), 1차측 직렬 공진 커패시터 전압($V_{Cs}$)의 파형을 나타낸다⁽¹²⁾. 그리고 개선된 LCC 공진형 컨버터 토폴로지의 각 구동 모드별 등가회로는 그림 3과 같다.

Mode 1(M1) : $t_{1}$～$t_{2}$

M1이 시작하기 전에, $t_{0}$에서 S2와 S3가 턴-오프된다. 이 때 S1과 S4는 역병렬 다이오드가 도통되어 양단 전압이 0이기 때문에 Zero voltage switching (ZVS)의 조건을 만족한다. 따라서 $t_{0}$ 이후에 S1과 S4는 ZVS 턴-온된다. $t_{1}$에서 $i_{Ls}$의 극성이 변하면 미리 턴-온되어있던 S1과 S4로 전류가 도통되며 이 때의 등가 회로는 그림 3(a)와 같다.

M1은 $C_{p}$를 빠르게 충전하는 구간으로, 병렬 공진 주파수($f_{op}$)가 스위칭 주파수($f_{s}$)에 비해 매우 큰 값을 갖도록 병렬 공진 커패시턴스 값을 충분히 작게 설계하여 $C_{p}$가 빠르게 충전되도록 한다. 이 때 $i_{Ls}$의 기울기가 매우 크기 때문에 $Q_{1}'$은 무시할 수 있으며, 정류부의 다이오드 때문에 $V_{Cp}$는 출력 전압($V_{o}$)까지만 충전되므로 $V_{Cp,\:peak}=V_{o}$이다.

Mode 2(M2) : $t_{2}$～$t_{3}$

$V_{Cp}(t)=V_{o}$까지 충전되면 정류부 다이오드가 도통되며 이 상태가 M2 내내 유지된다. 따라서 M2에서의 $C_{p}$는 그림 3(b)처럼 전압원으로 등가할 수 있다. 한편 $C_{p}$가 전압원으로 등가되었기 때문에 이 구간에서는 직렬 공진 컨버터의 특성을 갖는다. 이 때 직렬 공진 주파수($f_{os}$)가 $f_{s}$보다 매우 작도록 $C_{s}$의 커패시턴스를 매우 크게 설계하면 직렬 공진 주기 ($T_{os}=2\pi\sqrt{L_{s}C_{s}}$)가 스위칭 주기($T_{s}$)에 비해 매우 길어져서 공진 전류 파형의 변화가 매우 작다. 따라서 $Q_{2}'$를 무시할 수 있다.

또한 등가회로 상에서 $L_{s}$의 양단 중 한 쪽에는 입력 DC 전압, 반대 쪽에는 출력 DC 전압의 턴수비가 곱해진 전압이 걸리게 된다. 따라서 턴수비에 따라 $L_{s}$ 양단 전압 크기가 달라져서 $i_{Ls}$ 파형의 기울기가 달라지고 형태를 성형할 수 있음을 알 수 있다. 특히 $V_{i}=\dfrac{1}{n}V_{o}$가 되도록 턴수비를 설계하면 M2에서 $L_{s}$의 양단 전압이 0이 되므로 그림 2와 같이 사다리꼴의 공진 전류 파형을 얻을 수 있다.

Mode 3(M3) : $t_{3}$～$t_{4}$

M3에서는 S1과 S4가 턴-오프되며, $V_{FB}$의 극성이 바뀌게 되며 이와 관련된 등가회로는 그림 3(c)와 같다.

$L_{s}$의 양단에 걸리는 전압은 음의 값이 되어서 $i_{Ls}$가 감소하게 된다. $i_{Ls}$의 기울기는 음수가 되지만, 전류의 방향 자체는 바뀌지 않는다. 따라서 S2와 S3에 병렬로 연결되어 있는 스너버 커패시터($C_{sn2},\:C_{sn3}$)를 방전시킨 뒤 역병렬 다이오드로 공진 전류가 흐르게 되어 S2와 S3의 양단 전압은 0이 되므로 M3에서 S2와 S3의 ZVS 턴-온이 가능하다. 반면 턴-오프된 S1, S4의 스너버 커패시터($C_{sn1},\: C_{sn4}$)에는 입력 전압만큼의 전압이 충전된다.

Mode 4～6(M4～6) : $t_{4}$～$t_{7}$

공진 전류의 감소가 지속되어 극성이 바뀌면 M4가 시작된다. M4～6는 M1～3의 분석과 같기 때문에 생략한다.

본 논문에서 적용한 개선된 LCC 공진형 컨버터는 $f_{op}$가 $f_{s}$에 비해 매우 크도록 병렬 공진 커패시턴스 값을 충분히 작게 설계하여 $C_{p}$가 빠르게 충전된 뒤 전압원으로 등가되기 때문에 스위칭 주기의 대부분은 직렬 공진 컨버터로 분석이 가능하다. 이 때 $T_{os}$가 $T_{s}$에 비해 매우 크도록 $C_{s}$ 값을 설계하고 턴수비를 적절히 설계하여 공진 전류 파형을 사다리꼴로 만들 수 있다. 추가적으로, 동작 주파수 범위를 공진 주파수 이상의 영역을 이용하기 때문에 동작 주파수와 출력은 반비례의 관계다.

앞선 구동 모드별 분석에서도 알 수 있듯이, LCC 공진형 컨버터는 스위치들의 역병렬 다이오드로 전류가 흐를 때 턴-온되기 때문에 ZVS 스위칭이 가능하여 턴-온 손실을 줄일 수 있다는 장점이 있다. 또한 공진 전류 파형을 사다리꼴로 만들어 Crest factor를 낮추고, RMS 값을 낮춰서 도전 손실을 줄일 수 있는 장점이 있다. 또한 스위치가 교번하는 시점의 공진 전류 값이 비교적 커서 스너버 커패시터를 효과적으로 방전시킬 수 있기 때문에 비교적 큰 커패시턴스를 갖는 스너버 커패시터를 사용하여 턴-오프 손실을 줄일 수 있다.

결론적으로 개선된 LCC 공진형 컨버터로의 적절한 설계를 통한 도전 손실과 스위칭 손실의 저감으로, 컨버터의 효율을 증대시킬 수 있다.

3. Filament power supply의 설계 및 제작

본 논문에서 목표로 하는 열음극 전원 장치의 설계 요구 조건은 Table 1에 도시한 것처럼 44V DC 입력을 통해 최대 15V, 15A의 출력이 가능해야 하며, 출력 전압과 전류의 주요 동작 범위는 (～10V, ～10A)이다. 이를 위해 정전압, 정전류 제어가 가능해야 하며, 시동 시 피크 전류는 17A보다 작아야한다.

4. 실험 결과

열음극 전원 장치를 위한 개선된 LCC 공진형 컨버터 동작과 관련 제어의 검증을 위해 제작한 회로 구성은 Fig 7과 같다. 컨버터의 풀브릿지 회로 스위치는 IRFI540N(100V/20A MOSFET)로 구성되었으며, 출력 정류부의 다이오드는 VT4045BP-M3(45V/40A Diode)로 구성되었다. 1차측, 2차측 사이에서 전력을 전달하기 위한 파워 변압기는 PC47/EI30 코어를 이용하였다. 컨버터의 최대 출력 전압, 전류 검증을 위하여 1옴 부하 저항을 구성하여 실험하였으며, 추후 모의 부하로 대체하여 실험을 진행하였다. 모의 부하는 온도에 따라 임피던스가 변화하는 열음극의 특성을 모의하기 위해서 12V, 100W 정격의 차량용 필라멘트 램프를 사용하였다. 차량용 필라멘트 램프 역시나 초기 저항은 낮고 온도가 상승함에 따라 부하 저항이 증가하는 특성을 갖고 있으며, 차량용 필라멘트의 정격 조건을 고려하여 2직2병 구조로 램프를 연결하여 모의 부하로 이용하였다.

Fig 8은 1옴 부하 저항 조건에서의 파형이다. (a)는 최소 주파수로 구동한 최대 출력 조건이고, 목표한 최대 출력 전압을 확인할 수 있으며 전류 또한 최대 출력 전류인 15A임을 검증하였다. 이 때 출력 전압의 리플 성분이 5V 정도로 계측되었으며, 이는 시뮬레이션 때보다 작은 출력 커패시터를 부착한 것이 원인이다. 그러나 열적 시정수가 리플의 시정수보다 굉장히 느리기 때문에 이러한 리플은 필라멘트의 열 발생에 있어 영향을 주지 않는다⁽¹⁵⁾.

또한 1차측 스위치 드레인-소스 전압을 통해 스위칭 타이밍을 알 수 있으며 이와 공진 전류 파형을 비교해보면 구동 모드 분석과 동일하게 ZVS 조건을 만족하며 턴-온되는 것이 검증되었다. (b)는 최대 주파수로 구동한 최소 출력 조건이고, 거의 0 출력까지 가능하기 때문에 시동 시에 피크 전류 값을 0부터 시작할 수 있다.

Fig 9는 모의 부하 조건에서의 실험 파형이며 (a)는 시동 시 피크 전류 제어 회로를 구성하기 전의 파형이다. 1s 시점에서 열음극 전원 장치가 시동되며 이 때 피크 전류가 약 17.5A까지 상승하는 것을 확인할 수 있다. 이를 해결하기 위해 시동 시 피크 전류 제어 회로를 구성한 뒤의 파형은 (b)에 도시되었다. 역시나 1s 시점에서 열음극 전원 장치가 시동되지만 전류가 급격하게 상승하지 않고 0에서부터 시작하여 천천히 상승하는 것을 확인할 수 있다. 또한 초기에는 열음극 모의 부하의 저항 값이 낮아서 비교적 큰 전류가 흐르지만 CCCV 제어에 의해 10A 이상으로는 증가하지 않으며, 모의 부하의 온도가 상승함에 따라 저항이 커지면 비교적 높은 전압이 걸려야 하지만 역시나 CCCV 제어에 의하여 10V로 제한되는 것을 검증하였다.

5. 결 론

마그네트론 구동을 위한 최대 15V, 15A 출력의 열음극 전원 장치를 개선된 LCC 공진형 컨버터 토폴로지를 적용하여 설계하였으며, 시뮬레이션과 실험 결과를 토대로 최대 출력 전압, 전류 조건을 만족하고 ZVS 턴-온이 가능하며 원하는 전류 파형을 얻을 수 있음을 검증하였다. 이로서 스위칭 손실과 도전 손실의 저감 및 효율 증가의 효과를 기대할 수 있다. 또한 마그네트론의 열음극 부하의 특성을 모의한 부하를 이용한 실험을 통하여 변동하는 부하 조건에서도 CCCV 제어를 통해 출력 전압과 출력 전류가 10V/10A 범위를 벗어나지 않음을 확인하였으며, 마그네트론의 요구 사항을 만족시키기 위해 시동 시 피크 전류 문제를 해결하였음을 검증하였다.